elektrik mühendisliği 6. ulusal kongresi

ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ
6. ULUSAL KONGRESİ
11 -17 Eylül 1995
BURSA
. TMMOB
ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ODASI
ULUDAĞ ÜNİVERSİTESİ
MÜHENDİSLİK MİMARLIK FAKÜLTESİ
ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ BÖLÜMÜ
TÜBİTAK
ISBN : 9 7 5 - 3 9 5 - 1 5 4 - X
Baskı :
KARE AJANS & MATBAACILIK
ütrosyolu, 2. Matbaacılar Sanayi Sitesi
C Blok No : 4 NC 25 Topkapı - istanbul
Tel : (0212) 544 09 79 - 544 92 85
O N S O Z
TMMOB Elektrik Mühendisleri Odası, Uludağ Üniversitesi Mühendislik-Mimariık Fakültesi
Elektronik Mühendisliği Bölümü ve TÜBiTAK'ın işbirliği ile 11-17 Eylül 1995 tarihleri arasında
düzenlenen Elektrik Mühendisliği 6.Ulusal Kongresine hoşgeldiniz.
Hazırlık çalışmaları yaklaşık bir yıl önce başlayan Kongreye, Üniversitelerimiz, araştırma ve
endüstri kurumlarında çalışan meslektaşlarımız büyük ilgi göstermiş ve toplam 450 civarında
bildiri başvurusu olmuştur.
Aydınlatma Tekniği, Ar-Ge ve Teknoloji Üretimi, Bilgisayar ve Kontrol, Devreler ve Sistemler,
Elektronik, Elektromagnetik Alanlar ve Mikrodalga Tekniği, Elektrik Makinalan, Elektrik Enerji
Üretimi ve Dağıtımı, Eğitim, Güç Elektroniği, Haberleşme Tekniği ve Sistemleri, Ölçme Tekniği,
Tıp Elektroniği ve Yüksek Gerilim Tekniği konularına göre ayrılan bildiriler, yürütme kurulunca
belirlenen değerlendirme kuralları çerçevesinde uzmanlarca değerlendirilerek, yaklaşık 300
kadarının oturumlarda sunulması uygun bulunmuştur.
Üç Ayrı ciltte toplanan bildirilerin, Aydınlatma Tekniği, Enerji Üretim, İletim ve Dağıtımı.Yüksek
Gerilim Tekniği, Güç Elektroniği, Elektrik Makinaları birinci ciltte, Elektronik, Elektromağnatik
Alanlar ve Mikrodalga Tekniği, Haberleşme Tekniği ve Sistemleri, Ölçme Tekniği, Tıp Elektroniği
ikinci ciltte, Bilgisayar ve Kontrol, Eğitim ve diğerleri üçüncü ciltte yer almıştır.
EMO ve Üniversitelerin temsilcilerinin yanısıra kamu ve özel sektör temsilcilerinin de yer aldığı
Kongre Danışma Kurulu'nca belirlenen görüşler çerçevesinde, Elektrik-Elektronik Mühendisliğini
ilgilendiren çeşitli konularda paneller ve çağrılı bildiriler de düzenlenmiş bulunmaktadır.
Türkiye'de Elektrik-Elektronik Sanayinin Konumu, AB İle Bütünleşmesi ve Perspektifler, ElektrikElektronik Mühendisliğinde Eğitim, Altyapı Hizmetleri Özelleştirme ve Düzenleyici Erk, Türkiye'nin
Elektrik Enerji Sisteminde Yapısal Değişiklikler ve Politikalar konulu paneller ve Bilgi Çağının
Anahtar Teknolojisi; Mikroelektronik, Mikrodalga Enerjisinin Endüstriyel Uygulamaları, Bilgi
Toplumu ve Internet, Elektrik-Elektronik sanayinin Gelişiminde Ar-Ge'nin Önemi, Nükleer Güç
Santrallerinin İşletmesindeki Teknik Sorunlar ve Çevre Konulu çağrılı bildirilerle konuların
tartışılacağı, bilimsel yaklaşımlarla çözüm ve önerilen geliştirileceği, ilgili kurum ve kuruluşlara
önemli katkılar sağlayacağı inancındayız.
Kongrede çağrılı bildiri ve panellere katılarak değerli katkılarda bulunacak değerli bilim adamları
ile özel ve kamu kuruluş yetkililerine sonsuz teşekkürlerimi sunuyorum.
Bugüne kadar iki yılda bir düzenli olarak yapılan, bilimsel niteliği ve katılımı giderek artan Elektrik
Mühendisliği Ulusal Kongresi, Ülkemizde yapılan bilimsel ve teknolojik çalışmaların nitel ve nicel
özelliklerini yansıtması bakımından önem arzetmektedir. Kongrenin, izleyiciler ve delegeler için başarılı olmasını, ülkemizin bilimsel ve teknolojik
çalışmalarına yön ve ivme vermesini diliyor, hazırlık çalışmalarımıza özenle katkı sağlayan değerli
TMMOB Elektrik Mühendisleri Odası Yönetim Kuruluna, Elektrik Mühendisleri Odası Bursa Şubesi
Yönetim Kuruluna ve Çalışanlarına, Bilim Kurulu, Danışma Kurulu, Yürütme Kurulu ve Sosyal
İlişkiler Komisyonu üyeleri ile emeği geçen tüm arkadaşlarımıza destek ve katkıları için teşekkür
ediyorum.
Prof. Dr.Ali OKTAY
Yürütme Kurulu Başkanı
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6.ULUSAL
KONGRESİ
YÜRÜTME KURULU
Prof. Dr.Ali OKTAY
Prof.Dr.Ahmet DERVİŞOĞLU
Prof.Dr.R.Nejat TUNCAY
Teoman ALPTÜRK
Faruk KOÇ
Haluk ZONTUL
Ömer ADIŞEN
EmirBİRGÜN
Sevim ÖZAK
Yakup ÜNLER
Osman AKIN
H.İbrahim BAKAR
(U.Ü. - Başkan)
(İTÜ)
(EMO Başkanı)
(EMO Bursa Şube Başkanı)
(EMO Yön.Kur. Üyesi)
(U.Ü.)
(EMO-Bursa Şube Yön.Kur.Yazman Üyesi)
(EMO-Bursa Şube Yön.Kur. Üyesi)
(EMO-Bursa Şubesi)
(EMO-Bursa Şubesi)
(EMO-Bursa Şubesi)
TMMOB
ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ODASI
BURSA ŞUBESİ YÖNETİM KURULU
Başkan
Başkan Yrd.
Yazman
Sayman
Üye
Üye
Üye
Faruk KOÇ
İsmail Yalçın AKTAŞ
EmirBİRGÜN
Bahri KAVİLCİOĞLU
Sevim ÖZAK
Tuncay HIZLIOĞLU
Cem ÖZKAN
TMMOB
ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ÇDASI
BURSA ŞUBE GÖREVLİLERİ
Kemal ERTUĞRAN
Kemal KARAKAŞ
Raziye BEĞEN
Meliha DEMİR
Hüseyin GÖK
: Kongre-Fuar Sorumlu Mühendisi
: Proje Denetim ve Test Mühendisi
: Sekreterya Sorumlusu
: Muhasebe Görevlisi
: Şube Görevlisi
SOSYAL ETKİNLİKLER KOMİSYONU
İnci BECEREN
Sabiha CESUR
Bekir DAĞLAROĞLU
Gülsemin GÜNEŞ
Muvaffak KARAHAN
Önder SERHATLI
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
• I -
BİLİMSEL DEĞERLENDİRME KURULU
•AKÇAKAYA Ergül, Prof.Dr.(İTÜ)
• AKPINAR Sefa, Prof.Dr. (KTÜ)
• ANDAY Fuat, Prof.Dr.(İTÜ)
• ATAMAN Atilla, Prof.Dr. (YTÜ)
• AYGÖLÜ Ümit, Prof.Dr.(İTÜ)
• AŞKAR Murat, Prof.Dr.(ODTÜ)
• BAYRAKÇI H.Ergün, Prof.Dr.(UÜ)
• BURŞUK A.Fahri, Prof.Dr. (İÜ)
BİR Atilla, Prof.Dr.(İTÜ)
• CANATAN Fatih, Prof.Dr.(ODTÜ)
CERİDÖmer, Prof.Dr.(BÜ)
ÇETİN İlhami, Prof.Dr.(İTÜ)
ÇİFTÇİOĞLU Özer, Prof.Dr. (İTÜ)
DALFEŞ Abdi, Prof.(İTÜ)
DEMİRÖREN Ayşen, Yrd.Doç.Dr.(İTÜ)
DERVİŞOGLU Ahmet, Prof.Dr.(İTÜ)
ERTAN H.Bülent, Prof.Dr.(ODTÜ)
ERTAŞ Arif, Prof. Dr.(ODTÜ)
ERİMEZ Enise, Prof.Dr. (İTÜ)
FADIL Salih, Yrd.Doç.Dr.(OÜ)
GÖKMEN Muhittin, Prof.Dr.(İTÜ)
GÖNÜLEREN Ali Nur, Prof.Dr.(İTÜ)
GÜLGÜN Remzi, Prof.Dr.(YTÜ)
GÜNAN Hasan, Prof.Dr.(ODTÜ)
GÜNEŞ Filiz, Prof.Dr.(YTÜ)
GÜRLEYEN Fuat, Doç.Dr.(İTÜ)
GÜVEN Nezih, Doç.Dr.(ODTÜ)
GÜZELBEYOGLU Nurdan, Prof.Dr.(İTÜ)
HARMANCI A.Emre, Prof.Dr. (İTÜ)
İDEMEN Mithat, Prof. Dr.(İTÜ)
|DER Y.Ziya, Prof.Dr. (ODTÜ)
İNAN Kemal, Prof.Dr.(ODTÜ)
KALENDERLİ Özcan, Yrd.Doç.Dr.(İTÜ)
- KASAPOĞLU Asım, Prof.Dr.(YTÜ)
- KAYPMAZ Adnan, Doç. Dr. (İTÜ)
- KORÜREK Mehmet, Doç.Dr.(İTÜ)
- KUNTMAN H.Hakan, Prof.Dr.(İTÜ)
- LEBLEBİCİOĞLU Kemal, Prof.Dr.(ODTÜ)
- MERGEN Faik, Prof.Dr.(İTÜ)
- MORGÜL Avni, Prof.Dr.(BÜ)
-OKTAYAli, Prof.Dr.(UÜ)
- ONAYGİL Sermin, Doç. Dr.(İTÜ)
- ÖNBİLGİN Güven, Prof.Dr.(19 MAYIS Ü)
- ÖZAY Nevzat, Prof. Dr. (ODTÜ)
- ÖZDEMİR Aydoğan, Doç.Dr.(İTÜ)
- ÖZKAN Yılmaz, Prof. Dr. (İTÜ)
- ÖZMEHMET Kemal, Prof.Dr.(9 EYLÜL Ü)
- PANAYIRCI Erdal, Prof.Dr. (İTÜ)
- RUMELİ Ahmet, Prof.Dr.(ODTÜ)
- SANKUR Bülent, Prof.Dr.(BÜ)
- SARIKAYALAR Şefik, Prof.(YTÜ)
- SEVAİOĞLU Osman, Prof.Dr.(ODTÜ)
- SEVERCAN Mete, Prof.Dr. (ODTÜ)
- SOYSAL A.Oğuz, Prof.Dr.(İÜ)
- ŞEKER Selim, Prof. Dr. (BÜ)
- TACER Emin, Prof. Dr.(İTÜ)
- TANIK Yalçın, Prof.Dr.(ODTÜ)
- TARKAN Nesrin, Prof.Dr.(İJÜ)
- TOPUZ Ercan, Prof.Dr.(İTÜ)
- TUNCAY R.Nejat, Prof.Dr. (İTÜ)
- TÜRELİ Ayhan, Prof.Dr.(ODTÜ)
- ÜÇOLUK Metin, Prof.Dr.(İTÜ)
-YAZGAN Erdem, Prof.Dr.(HÜ)
- YÜCEL Metin, Prof. (YTÜ)
- YÜKSEL Önder, Prof. Dr. (ODTÜ)
- YÜKSELER Nusret, Prof.Dr.(İTÜ)
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- II -
DANIŞMA KURULU
- AKÇAKAYA Ergül (Prof.Dr.-İTÜ)
- AKKAŞLI Nevzat
- ALADAĞLI Tunç (Nergis A.Ş.)
- ALGÜADİŞ Selim (EKA)
- ARABUL Hüseyin (EMSAD)
- ARGUN Tanju (TESİD)
- ATALI İbrahim (EMO Adana Şube)
- ATEŞ Mustafa (TEDAŞ)
- AVCI M.Naci (Organize Sanayi Bölgesi)
- BAYKAL Faruk (Nilüfer Belediye Başkanı)
- BERKOĞLU İsmail (PTT Bölge Başmüdürü)
- BOZKURT Yusuf (MEES)
- BİRAND Tuncay (ODTÜ)
- CAN ER Süleyman (Çanakkale Seramik)
- CEYHAN Mümin
- CEYLAN Arif
- ÇALIM Yavuz (TEAŞ Müessese Müdürü)
- DRAMA Mehmet (TEDAŞ)
- DURGUT Metin (EMO Merkez)
- GÖREN Sunay (Siemens)
- HARMANCI Emre (Prof.Dr.-İTÜ)
- ISPALAR Ayhan (EMKO)
- KAYA Ersin (Kaynak Dergisi)
- KAŞIKÇI İsmail (Almanya)
- KIRBIYIK Mehmet (Prof.Dr.-U.Ü.Müh.Mim.Fak.Dekanı)
- KUZUCU Mehmet (TOFAŞ Elk.Eln.Tesis Servis Şefi)
- MUTAF M.Macit (EMO İzmir Şube)
- OKAT ismail (TEDAŞ Bursa Müessese Müdürü)
- OKUMUŞ Necati(TEDAŞ)
- OKYAY Nursel (TEDAŞ)
- ÖZMEHMET Kemal (Prof.Dr.-9 Eylül)
- ÖNBİLGİN Güven (Prof.Dr.-19 Mayıs Ü.)
- PUCULAOĞLU Mustafa (EMO Merkez)
- RAŞİTOĞLU Mithat (TEDAŞ)
- SÖNMEZ Ali Osman (Ticaret ve Sanayi Odası Başkanı)
- TERZİOĞLU TosunfTÜBİTAK)
- YAZICI Ali Nihat (EMO Merkez)
- YEŞİL Hüseyin (EMO İstanbul Şube)
- YÜCEL Behçet
- YÜKSELER H.Nusret (Prof.Dr.-İTÜ)
- YURTMAN Naşit (Oyak Renault Fab.Teknik Servis Bakım Müdürü)
- YİĞİT Ali (EMO Ankara Şube)
- ZÜMBÜL İsmail
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- III -
6/2.-2)
TÜMDEVRE ÜRETİM ORTAMINDA KULLANILAN İNCE
FİLMLERİN PLAZMA DESTEKLİ AŞINDIRILMASI
Sema İmrahorilyas, Ali S. Ertuğrul, Esra Eralp
TÜBİTAK MAM YİTAL Gebze 41470 KOCAELİ
ÖZET: Bu çalışmada tümdevre
üretim
süreçlerinde
kullanılan
poiisilisyum, alüminyum, ısıl veya
depolama yöntemi ile büyütülmüş
katkılı
silisyumdioksit filmlerin
reaktif iyon aşındırma tekniği ile
seçici
aşındırılması
denemeleri
gerçekleştirilmiş
ve
YİTAL'de
geliştirilen
CMOS
sürecine
uyarlanmıştır.Aşındırma işlemindeki
değişkenler (güç, basınç, gaz akışı)
aşınma
hızı,
seçicilik
ve
yöbağımlılık
açısından
optimize
edilmişlerdir.
(yönbağımlı)
kuru
yöntemler
kulllanılmaktadır (Şekil 1). Ayrıca,
aşındırılacak filmin aşınma hızının,
gerek maskeleme malzemesine
gerekse alttaki tabakanın aşınma
hızına oranının bir ölçüsü olan
seçicilik, doğru desen aktarımı için
önemli bir kriterdir İM.
Bu çalışmada aşındırma işlemleri
reaktif iyon aşındırma ile yapılmıştır.
1) GİRİŞ
1.1) Aşındırma
Film
Aşındırma, silisyum taban (pul)
yüzeyinin veya bu taban üzerindeki
ince film tabakalarının inceltilmesi
veya tamamen alınması işlemidir.
Aşındırma sürecinde amaçlanan,
maskede tanımlanan desenlerin
yüksek
doğrulukta
pula
aktarılmasıdır. Aşındırma işlemi,
tamamıyla kimyasal olan ıslak
yöntemlerle veya tamamen fiziksel
tozutma
mekanizmasının
yada
fiziksel ve kimyasal mekanizmaların
birlikte işlediği kuru yöntemlerle
gerçekleştirilir.
Islak
aşındırma
işlemlerinde aşınmanın her yönde
olması (yönbağımsız) ve küçük
boyutlarda kimyasal difüzyonunun
güçlüğü
nedenleriyle
günümüz
teknolojilerinde
aşınmanın
dik
bileşeninin çok daha baskın olduğu
a) Yönbağımlı
Film
Şekil 1.) Aşındırma
b) Yönbağımsız
1.2) Reaktif İyon Aşındırma
Reaktif iyon aşındırma, plazma
temelli
olup
fiziksel
tozutma
mekanizması
ile
parçacıkların
kimyasal süreçlerinin bir bileşimi
olarak karakterize edilen kuru
aşındırma
işlemidir.
Bu
tür
sistemlerde
aşındırılacak
filme
uygun olarak seçilen gaz veya
gazlar asimetrik elektrotlar arasına
gönderilir ve küçük elektrot üzerine
RF işareti uygulanarak plazma
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 503 -
oluşturulur. Sistem asimetrik olduğu
için küçük elektrot, uygulanan işaret
periyodunun
çok
büyük
bir
bölümünde plazmaya göre negatif
olarak yüklenir. Böylelikle, plazma
içersinde, elektron çarpması sonucu
pozitif olarak iyonlaşan gaz atom
yada molekülleri küçük elektroda
doğru sürülürler. Aşındırılacak pul
küçük elektrot üzerine yerleştirilir ve
aşındırılması istenmeyen bölgeleri
maske
(organik
ışığa
duyarlı
malzeme) ile korunur. Pula doğru
yönelen ve kimyasal olarak aktif
hale gelmiş parçacıklar
açık
yüzeylerle tepkimeye girerek uçucu
ürünler oluştururlar. Bu şekilde
maske ile korunmayan bölgelerin
aşındırılması gerçekleştirilir. Ayrıca
kullanılan maskeleme malzemesinin
organik olması ve uygun gazların
seçilmesi ile aşındırılan desenlerin
yan yüzeylerinde polimer oluşması
sağlanır. Bu da aşınmanın yanlızca
tabanda gerçekleşmesine ve yan
yüzeylerin korunmasına neden olur.
Böylelikle aşınma büyük ölçüde dik
yönlü gerçekleşir 121.
(Şekil 2). Gücün artmasıyla birlikte
plazma içersindeki iyonlaşma oranı
ve buna bağlı olarakta kendinden
kutuplama gerilimi artacaktır. Bunun
sonucu olarak hem aşındırmanın
fiziksel
yönü
olan
tozutma
mekanizması hızı hem de reaktif
parçacıkların çoğalmasıyla kimyasal
reaksiyon hızı artacaktır. Bu artış
belli bir noktaya kadar devam
etmektedir. Bu noktadan sonra,
artan reaktif iyonlara Karşın yüzeyde
reaksiyona
girenlerin
doymaya
ulaşması
ve tozutma sonucu
oluşan, uçucu olmayan ürünlerin
yüzeye geri depolanması ile birlikte
aşınma hızı sabit kalır. Basıncın
artmasıyla aşınma hızının azaldığı
gözlenmiştir
(Şekil
2).Basıncın
artması
plazma
içersindeki
parçacıkların ortalama
1400 i
Aşınma Hızı (A/dak)
1200 •
1000 •
800
/
A
/
600 •
400 ,
^ ,
nt
-—*>
100 200
2) İnce Filmlerin Reaktif İyon
Tekniği İle Aşındırılması
Şekillendirme sırasında kritik boyut
kontrolü gerektiren polisilisyum,
alüminyum,ısıl büyütülmüş veya
depolanmış katkılı ve katkısız oksit
filmlerin aşındmlması aşağıda ayrı
ayrı incelenecektir.
2.1) Silisyumdioksidin
Aşındırılması
Isıl ve depolanmış oksit aşındırma
işlemlerinde
oksijen
(O2)
ve
triflorometan
(CHF3)
gazı
kullanılmıştır
İZİ.
Denemeler
sırasında gücün artmasıyla birlikte
aşınma hızının arttığı gözlenmiştir
200
u
^
nç—
300
400
500
Güç(W)
—•— 100mT
—•— 200mT
-- — 3 5 0 m T
500mT
—*— 750mT
-••—1000mT
Şekil 2) Güç ve Basıncın Değişimine Karşı Aşınma
Hızı
serbest yollarını kısalttığı
için
iyonlaşma
ile
sonuçlanan
çarpışmalar azalır. Bu da reaktif
iyonların ve tozutma mekanizması
hızının azalmasına neden olur.
Sabit güçte, CHF3 gaz akışının
artmasıyla birlikte aşınma hızı
azaimıştır(Şekil 3). Bu durum
yüzeyde karbon ve flor atomlarının
bir polimer tabakası oluşturmasıyla
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 504 -
açıklanmaktadır. Gaz akış hızı
arttıkça polimer depolanma hızı da
artar ve aşınma hızı azalır.
Işığa
duyarlı
malzemenin
(fotorezist) aşınma hızının, oksit
aşınmasında olduğu gibi, gücün
artmasıyla
arttığı
ve basıncın
artmasıyla azaldığı gözlenmiştir. Bu
malzeme organik olduğu için oksijen
akışının artması,aşınma hızını çok
büyük ölçüde artırmıştır.
Aşınma Hızı (A/dak)
30
50
70
CHF3 Akış Oranı (sccm)
Şekil 3.) CHF3 Akış oranına Karşı Aşınma Hızı
Bu denemeler sonucu ısıl ve katkılı
oksit aşındırma işlemleri 300VV
güçte, 80 mTorr basınçta, 70 sccm
CHF3 ve 5 sccm O2 gaz akışlarında
yapılmaktadır. Bu işlemin oksitfotorezist seçiciliği 2:1'dir.
2.2) Polisilisyumun Aşındırılması
MOS
tümdevre
üretiminde
tranzistorlarm elektriksel özelliklerini
belirleyen en önemli parametre
geçit uzunluğudur. Bu nedenle geçit
malzemesi olarak kullanılan ve çok
ince (425-250 A) geçit oksidi
üzerinde büyütülen polisilisyumun
aşındırılmasında boyut kontrolü ve
okside olan seçicilik büyük önem
taşımaktadır. 3u tümdevre sürecinin
gerçekleştirilmesinde
polisilisyum
SF6 ve O2 gazları kullanılarak
aşındırılmıştır. SF6 okside karşı iyi
bir seçicilik göstermesine rağmen
yükleme
etkisi
(aşındırılacak
yüzeyin toplam yüzeye oranı)
problemleri
ile
karşılaşılmıştır.
Aşınma
hızı
silisyum
pulun
kenarlarında daha hızlı ortasında
daha
yavaş
gerçekleşmekte,
polisilisyum kenarlarda tamamen
uzaklaştırıldığında oluşan hatların
yan yüzeyleri işlemin tam yön
bağımlı olmaması nedeniyle daha
fazla reaktif parçacığa maruz
kalarak hatlarda incelmeye yol
açmaktadır. Bu durum elde edilen
MOS yapıların geçit uzunluklarının
farklı olmasına neden olmaktadır.
1.5u tümdevre
sürecinde
bu
aşındırma
yeterli
olmadığından
yönbağımlılığı daha etkin olan klor
ve flor kimyasının birlikte işlediği
süreçler polisilisyumun aşındırılması
için optimize edilmeye çalışılmıştır.
Bu amaçla Cl2 ve C2F6 gazları
seçilmiştir.
Elekton
çarpışması
sonucu klor gazı klor atomlarına,
C2F6
ise
CF3
radikallerine
ayrışmaktadır. Bu reaktif parçacıklar
polisilisyum yüzeyinde iki türlü
reaksiyon meydana getirirler;
Si + x C I ^ SiClx
(1)
CF3 + Cl -> CF3CI (2)
İyon bombardımana maruz kalan
yüzeylerde ikinci reaksiyon ürünü
tekrar CF3 ve Cl reaktiflerine
dönüşürken
aşınmayı
sağlayan
birinci reaksiyon baskın olmakta,
iyon bombardımanının olmadığı yan
yüzeylerde ise CF3CI aşınmayı
engelleyici bir rol oynamaktadır.
Böylelikle aşındırma yönbağımlı
gerçekleşir.
Bu gazlarla yapılan ilk denemelerde
tüm yüzeyde üniform aşınma hızını
sağlayacak gaz karışım oranı tespit
edilmiştir. Şekil 4'de verilen grafikte
gaz karışım oranları ile aşınma hızı
ilişkisi gösterilmektedir. %90 Cl 2
oranı ile tüm pul yüzeyinde üniform
bir aşınma sağlanmış olup okside
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 505
göre büyük bir seçicilik (15:1) elde
edilmiştir.
SEM
görüntülerinde
yapılan incelemede hatların kısmen
yönbağımlı
aşındırıldığı
gözlenmiştir. Bu nedenle basınç ve
güç parametrelerinin değiştirilmesi
ile gerekli yönbağımlı aşındırma
çalışmaları sürdürülmektedir.
AanrraHa
tümdevrelerin oksit ve alüminyum
aşındırma işlemleri bu denemeler
sonucu diğer süreç adımları ile
uyumlu
hale
getirtilerek
oturtulmuştur. Polisıliyum aşındırma
denemeleri ise devam etmektedir.
3) Kaynakça
İM Wolf S.. Tauber R.N. Silicon
Processing For The VLSI Era. Vol 1
Bölüm 16, Lattice Press. 1986
121 Chapman B.. Glow Discharge
Processes. Jhon VVİley andSons.
1980
13/ Lehman H.W.. Profile Control by
Reactıve Sputter Etching, J. Vac.
Scı. Technol. 15(2) . Mar-Apr 1978.
n;
'•-İT' •
'-'•V. •
Sema İmrahorilyas
'981 yılında Boğaziçi
Üniversitesi
Muhenaısiık
FaKuitesı
Kimya
Bölümünden
Lisans derecesi
:le
mezun oidu. 1985'aen
beri YİTAL'de fotorezıst
ve aşındırma konularında araştırıcı olarak
çalışmaktadır.
02 Yüzdesi
Süreç Parametreleri
TGD am Gaz Akış Hızı 45 sccm
Guc 120 W
Bas ne "00 mTorr
Se'.ıi -
P
oıısııısyum Aşınma hızının Cl? Oranı le
Deâısımı
2.3) Alüminyumun Aşmdırılması
Alüminyum
aşındırma
işlemi
bortriklorür (BCU), klor (Cl2) ve
triflorometan
(CHF3)
gazları
kullanılarak gerçekleştirilmektedir.
BCI; alüminyum üzerindeki doğal
oksidi alırken Cl2 hızlı bir aşındırma
sağlar ve CHF3 ise polimer
oluşmasına yardımcı olarak yan
duvarları korur. Aşındırma yapılan
reaktör odasının düzenli olarak
temizlenmesi aşıdırmayı etkileyen
önemli faktörlerden biridir.
3) Sonuç
TÜBİTAK
YİTAL'de
Ali Ertuğrui
ODTÜ Fizik Bölümünden
1991 yılında mezun oldu.
1995 Yılında İTU Fizik
Bölümünden
Yüksek
lisans derecesi
aldı.
Halen
iTÜ'de doktara
çalışmalarını ve 1993
yılında girdiği YİTAL'de aşındırma ile geçit
oksıtı konularında
araştırıcı görevini
sürdürmektedir.
Esra Eralp
İTU Elektrik Elektronik
Fakültesinden
1989
yılında mezun oldu. 19901994
yılları
arasında
YİTAL'de fotolitografi ve
aşındırma
konularında
çalıştı
üretilen
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 506-
5 BİT 15 MHz PARALEL ANALOG-SAYISAL ÇEVİRİCİ
Yaman Özelçi, Arzu Minareci
TÜBİTAK MAM YİTAL Gebze 41470 KOCAELİ
ÖZET
15 MHz örnekleme frekansı, 5 bit
çözünürlüğü olan bir paralel analogsayısal çevirici (ADC) tümdevresi,
TÜBİTAK-MAM-YİTAL
bünyesinde
3ym, çift poli-Si, tek metal CMOS
süreci ile üretilmiştir. Devrenin tasarımı
CADENCE
ve
HSPICE
benzetim
programları
aracılığıyla
yapılmıştır.
Devre =1/2 LSB doğruluğa sahip olup
yaklaşık 75mW güç harcamaktadır.
Kırmık alanı 3mm x 3mm'dir.
1) A/D ÇEVİRİCİNİN GENEL YAPISI
Sayısal görüntü işareti işleme
uygulamalarında, örnekleme frekansı
20 MHz'den büyük, çözünürlüğü 8 bit
olan
A/D
çeviricilere
gerek
duyulmaktadır. Bu özelliklere sahip bir
çevirici gerçeklenmesinin ilk adımı
olarak; 5 bit, 15MHz
paralel A/D
çevirici tümdevresi tasarlanmış
ve
TÜBİTAK Marmara Araştırma Merkezi
Yarıiletken
Teknolojisi
Araştırma
Laboratuvarı'nda (YİTAL)
3jjm çift
poli-Si, tek metal, n-kuyu CMOS süreci
ile üretilmiştir. Kırmık alanı 3mm x 3mm
'dir
ve
16
bacaklı
bir
kılıfa
yerleştirilmiştir.
Şekil 1'de A/D çeviricinin genel
yapısı gösterilmiştir. Devrede 25=32
karşılaştırıcı,
bu
karşılaştırıcılarm
referans gerilimlerinin elde edilmesini
sağlayan 32 dirençten oluşmuş direnç
dizisi. 32'ye 5 kodlayıcı görevini
üstlenen ROM, 5 adet D-tipi tutucu ve
devrenin senkronizasyonunu sağlayan
saat işareti üreteci bulunmaktadır.
Direnç dizisi, tabaka direnci 15Q / ~
olan n-tipi katkılı poli-silisyumdan
yapılmıştır. Devreye uygulanan V REF1 REF2
gerilim
farkı bu direnç dizisi
yardımı ile 32 eşit parçaya bölünerek,
V REF2 'den V REF1 'e kadar doğrusal olarak
artan 32 referans gerilim değeri elde
edilmektedir. Bu gerilimler 32 adet
karşılaştırıcının referans gerilimlerini
oluşturmaktadır. Karşılaştırıcılarm diğer
uçlarına saat işareti ile örneklenen
analog giriş işareti VG uygulanmaktadır.
Bu durumda, referans gerilimi giriş
işaretinden küçük olan karşılaştırıcılarm
çıkışları lojik 1 seviyesine, büyük
olanlarınki ise lojik 0 seviyesine
çekilmektedir. Birbirini izleyen iki
karşılaştırıcı çıkışının sürdüğü lojik
kapılar
(dışlayıcı-veya
kapıları)
aracılığıyla, giriş işaretinin, hangi iki
karşılaştırıcının
referans
gerilimleri
V
DİRENÇ
DİZİSİ
32'YE 5 KODLAYIC!
32 KARŞILAŞTIRICI
O*
SAA" 'SARETı ÜRETECİ
03
C2
21
-0
TUTUCULAR VE CİK1S SÜRÜCÜLERİ
Şekil 1) ADC tümdevresinın genel yapısı
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 507-
arasında bir değerde olduğu belirlenir.
Karşılaştırıcıların çıkışlarında böylece
oluşan bilgi, daha sonra ROM yardımı
ile 5 bitlik ikili koda dönüştürülmekte ve
D-tipi tutuculara yüklenerek çıkış
sürücülerine
verilmektedir.
Özetle,
paralel A/D çeviriciye uygulanan giriş
gerilimi, aynı anda, 32 karşılaştırıcı
tarafından 32 referans gerilimi ile
karşılaştırılmakta, ve giriş gerilimine en
yakın referans gerilimi belirlenerek
çıkışa uygun ikili kod verilmektedir.
Saat işareti üreteci, tümdevreye
uygulanan
saat
işaretinden,
karşılaştırıcılarda kullanılacak, birbirinin
evriği iki işaret üretmektedir. Bu
işaretlerin
gördükleri
farklı
yük
kapasiteleri nedeniyle oluşan gecikme
süreleri
arasındaki
farklılık
karşılaştırıcının
doğruluğunu
etkilemekte olduğundan saat üretecinin
tasarımı ayrıca önem taşımaktadır.
ADC ,'taşma' çıkışı ve 'izin' girişi
uçlarına da sahiptir. Taşma' çıkışı, VG
giriş geriliminin V R E F 1 geriliminden
büyük olduğu durumda lojik 1
seviyesine yükselmektedir. 'İzin' girişi
ise 5 bitlik Q0-Q4 çıkışlarının yüksek
empedans gösterip göstermemesine
karar vermektedir. Bu uçlar yardımı ile
iki 5 bitlik A/D çeviricinin referans
dirençleri seri bağlanarak 6 bitlik
çözünürlük elde edilebilir. Performansı
çalışma anında arttırmaya yönelik bir
başka uygulama ise, iki A/D çevirici
tümdevresini saat işaretinin farklı
periyotlarında paralel olarak çalıştırarak
örnekleme
frekansını
iki
katına
çıkartmaktır.
bağlı iki kıyıcı türü karşılaştıncı ile
bunları izleyen bir flip-flop katından
oluşmuştur.
2.1) Kıyıcı Türü Karşılaştırıcı
Kıyıcı
türü
karşılaştırdılar
basitlikleri ve hızları dolayısıyla CMOS
paralel A/D çeviricilerde yaygın olarak
kullanılmışlardır İM, I2IJ2I. Şekil 2' de
görüldüğü gibi, devre, bir evirici, üç
anahtar (S: , S2 , S3) ve bir seviye
öteleme
kapasitesinden
(Cc)
oluşmaktadır. C1 ve C2, sırasıyla N-, ve
N2 düğümlerindeki parazitik kapasiteleri
göstermektedir. Karşılaştırılmak istenen
V R E F ve VG gerilimleri, S! ve S3
anahtarları
yardımıyla
devreye
uygulanmaktadır. Karşılaştırıcının iki
çalışma aralığı vardır:
1) Sıfırlama aralığında, SI ve S2
anahtarları
iletimde,
S3
anahtarı
kesimdedir. Bu durumda eviricinin çıkışı
girişine S2 anahtarı üzerinden kısa
devre olduğundan, evirici, çıkışının
girişine eşit olduğu bir gerilim değerinde
kutuplanır. Bu gerilim değeri evirici eşiği
olarak adlandırılır. Eviriciyi oluşturan
tranzistörlerin boyutları uygun olarak
seçilerek, eşik geriliminin besleme
geriliminin
yarısı
(VDD/2)
olması
sağlanır. V R E F referans gerilimi S-,
anahtarı üzerinden N., düğümüne
uygulandığından, sıfırlama aralığının
VDD
O
0
2) KARŞILAŞTIRICI KATI
Bir A/D çeviricinin hızı ve
çözünürlüğü karşılaştıncıları tarafından
belirlenir.
Üretilen
tümdevrede
kullanılan karşılaştırıcı yapısı, ard arda
c,
Şekil 2) Kıyıcı türü karşılaştırıcı yapısı
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 508-
" C,
sonunda N, düğümü V R E F , eviricinin
giriş ve çıkış düğümleri ise VDD/2
değerinde kutuplanır. Böylece Cc
seviye öteleme kapasitesinin üzerinde
(V REF -V DD /2 ) gerilim değeri oluşur.
2) Örnekleme aralığında, S-, ve S2
anahtarları
kesimde, S3 anahtarı
iletimdedir. VG giriş gerilimi S3 anahtarı
üzerinden N1 düğümüne uygulanır.
Seviye öteleme kapasitesi C c , VG
geriliminden,
sıfırlama
aralığı
sırasında üzerinde oluşan (VREF-VDD/2)
gerilimini çıkarır ve aradaki farkı N2
düğümüne aktarır. Bu fark eviricinin
açık
çevrim
kazancı
tarafından
kuvvetlendirilerek çıkışa verilir. Böylece
evirici çıkışında, V G >V R E F için lojik 0,
V G <V R E F için ise lojik 1 seviyesi oluşur.
A/D çeviricinin 15MHz saat
frekansı ve 2.5V referans gerilimi (V R E F 1
- V REF2 = 2.5V) uygulanarak çalıştırıldığı
durumda karşılaştırıcıdan beklenen
özellikler aşağıda özetlenmiştir:
1) Karşılaştırıcı örnekleme aralığında
çalışırken, 1/2 LSB=40mV luk gerilim
farklarını 30ns içersinde lojik seviyelere
kuvvetlendirebilmelidir.
Tek bir kıyıcı
türü
karşılaştırıcı
katı
istenen
kuvvetlendirmeyi sağlamadığı için iki
karşılaştırıcı katı ard arda bağlanarak
kazancı arttırma yoluna gidilmiştir.
2) Karşılaştırıcı, sıfırlama aralığında
çalışırken,
düğüm
noktalarını
amaçlanan denge gerilim değerlerine
30ns içerisinde getirebilmelidir.
3) CMOS anahtarları oluşturan NMOS
ve PMOS tranzistörlerin hızla kesime
gitmeleri
sırasında,
kanallarındaki
yüklerin savak ve kaynak noktalarındaki
parazitik
kapasitelere
akarak
bu
düğümlerde gerilim değişimlerine yol
açmaları
nedeniyle
oluşan
yük
enjeksiyonu hataları, karşılaştırıcının
doğru
çalışmasını
engellemeyecek
seviyede olmalıdır. NMOS ve PMOS
tranzistörlerden gelen zıt işaretli yük
enjeksiyonu hatalarının birbirini yok
edebilmesi amacıyla hem tranzistörlerin
boyutları eşit seçilmiş hem de bunların
geçitlerine gelen saat işaretlerinin
yükselme ve düşme sürelerinin aynı
yapılmasına çalışılmıştır.
Karşılaştırıcıdaki
Cc
seviye
öteleme kapasitesi çift poli-siiisyum
teknolojisi kullanılarak gerçekleştirilmiştir.
Karşılaştırma sırasında kapasite
üzerinde oluşan (VG-VREF) gerilim
farkının N2 düğümüne az kayıpla
aktarılabilmesi
için
parazitik
kapasitelerin
küçük
yapılmasına
çalışılmıştır.
2.2) Tutucu Yapısı
Kıyıcı
türü
karşılaştırıcının
çıkışında oluşan kuvvetlendirilmiş (VGV REF ) fark işareti, Şekil 3'de gösterilen
tutucu yapısı tarafından lojik seviyelere
kuvvetlendirilerek saklanmakta
ve
ROM katına gönderilmektedir. Devrede
saat işareti 0 lojik 0 seviyesinde iken
TNS - T N6 kesimde, ön yükleme
tranzistörleri T P 3 ve T P4 ise iletimdedir.
Böylece T P 1 ve T P 2 tranzistörlerinin
oluşturduğu
p-kanal
flip-flop
düğümlerinin
gerilimleri
besleme
gerilimi seviyesine kadar yükselirken
T N1 ve T N2 tranzistörlerinin oluşturduğu
n- kanal flip-flop düğümlerinin gerilimleri
toprak seviyesine kadar boşalır. Saat
VDD
VDD
VOD
VDD
Hl
TP3 I
h
| JP1
TN5
TN4
TN1 \
X TP2
TN6
/ TN2
IH)]
TN3
Şekil 3) Karşılaştırıcıda kullanılan tutucu yapısı
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 509-
işareti 0 lojik 1 seviyesine yükseldiğinde T N5 ve T N5 iletime geçer ve pkanallı flip-flop düğümlerinden n-kanallı
flip-floplara yükleme akımı akmaya
başlar. Bu akımın bir bölümü de
geçitleri (\A ve V2) kıyıcı türü
karşılaştırıcı tarafından kontrol edilen
T N3 ve TN4 boşaltma tranzistörleri
üzerinden
boşalır.
Bu
boşaltma
tranzistörleri arasındaki. (V r V 2 ) gerilim
farkının yol açtığı akım dengesizliği flipflop'un uygun konumu almasını sağlar.
Bir başka deyişle TN3' ün savak akımı
TNd ünkınden büyükse flip-flop çıkışı Q
lojik û" a. tersi durumda ise lojik Ve
çekilir. /4/V5/.
3) SONUÇ
YİTAL'de üretilen A/D çeviricinin
özellikleri Tablo 1de özetlenmiştir.
Devrenin kırmık fotoğrafı Şekil 4'de
görülmektedir. Şekil 5de 15MHz saat
frekansı
kullanılarak
sayısala
dönüştürülen düşük frekanslı bir rampa
işaretinin D/A çevirici kullanılarak tekrar
oluşturulması gösterilmiştir. Şekil 6 ve
Şekil 7de tekrar oluşturulmuş 1 KHz
ve 1MHz frekanslı sinüs işaretleri
görülmektedir.
Bu A/D çeviricinin üretilmesinden
kazanılan deneyimle 30 MHz çevrim
hızına sahip. 8 bit çözünürlükte bir
çevirici üretilmesi hedeflenmektedir.
Şekil 5) YİTAL'de üretilen A/D çevirici
tümdevresi.
Tablo 1
Besieme Gerilimi
Güc Harcaması
Max. Saat Frekansı
Çözünürlük
Doğruluk
Kırmık Bovutu
Kılıf
Tranzıstör
Direne
Kaoasite
5V
75mW M5MHZ)
15 MHz
5 bit
r Vz LSB
3mm x 3 mm
16 Bacak DİP
2200
32
64
Şekil 6) D/A kullanılarak tekrar
oluşturulmuş rampa işareti.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 510 -
KAYNAKÇA
i
Şekil 6) D/A kullanılarak tekrar
oluşturulmuş 1 KHz'lik sinüs
işareti.
[1]
A.G.F. DINGWALL,"Monolithic
Expandable 6 Bit 20 MHz CMOS /SOS
A/D Converter," J.Solid-State Circuıts.
vol. SC-14. pp. 926-932. Dec. 1979
[2]
A.G.F. DINGVVALL.'An 8-MHz
CMOS
Subranging 8-bıt
A/D
Converter," J.Solid-State Circuits, vol.
SC-20, pp. 1138-1143, Dec. 1985.
[3] T. KUMAMOTO . "An 8-bit High
Speed CMOS A/D Converter." J. SolidState Circuits, vol. SC-21, pp. 976 981,
Dec. 1986
[4] A. YUKAVVA , "A CMOS 8-bit HighSpeed A/D Converter IC," J. SolidState Circuits. vol. SC-20. pp. 775-779,
June 1985.
[5] J-T. WU. "A 100MHz Pipelined
CMOS
Comparator,"
J.Solid-State
Circuits, vol. 23, pp. 1379-1385, Dec.
1985.
Yaman Özelçi
Arzu Minareci
Şekil 8) D/A kullanılarak tekrar
oluşturulmuş IMHz'lik sinüs
işareti.
1988
yılında
İTÜ
Elektrik-Elektronik
Fakültesinden
mezun
oldu. 1991 [de aynı
fakültede yüksek lisans
eğitimini
tamamladı.
1990'dan beri TÜBİTAK
MAM-YİTAL'de
çalışmaktadır.
1993
yılında
İTÜ
Elektrik-Elektronik
Fakültesinden
mezun
oldu. Aynı tarihten beri
TÜBİTAK-MAM-YİTAL
'de çalışmaktadır.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 511 -
TEK VE BİRLEŞTİRİLMİŞ OPTİK FİBERİN HAT SAÇILMA ÖLÇÜMÜ
M.Sadettin ÖZYAZICI
Gaziantep Üniversitesi
Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü
27310 Gaziantep
ÖZET
Uzunlukları 1-2 km olan 12 tek mod optik
fiberin ve 15.15 km birleştirilmiş hattın
saçılma ölçümleri tanımlanmıştır. Tüm
fiberlerin 1.275 um da -6 ps/nm/km den 1.325
um da +2 ps/nm/km içerisinde olan saçılma
şartını karşıladıkları bulunmuştur. Tek fiber
ölçümlerinden hesaplanan hat saçılmasının
ölçülen
hat
saçılması
ile uyuştuğu
görülmüştür.
2. DENEYSEL
Şekil 1 de deneysel düzenek gösterilmiştir.
J>tUtMM«uJ«
lUMaU t
1. GİRİŞ
Optik fiber komünikasyon sistemlerindeki en
önemli problemlerinden biri iki optik fiber
arasında maksimum ışık enerjisi transferini
sağlamak için bu iki optik fiberin düzgün
olarak birbirine bağlanmasıdır. Fabrikada veya
sahada iki optik fiber arasında oluşturulan
devamlı eklem fiber birleştirilmesi olarak
bilinmektedir İM. Fiber birleştirilmesi
uzunlukları kısa olan optik fiberlerin
birleştirilerek ardışık bağlantı için hiçbir
kısıtlamanın olmadığı uzun mesafe optik fiber
komünikasyon sistemlerinin tesis edilmesinde
sıkça kullanılmaktadır. Uzun mesafe optik
fiber komünikasyon sistemlerinin tasarımında
önemli olan sistem parametresi istenilen bit
akış hızını taşıyacak kapasitede toplam bant
genişliğini sağlayacak olan optik fiberlerin
seçimidir. Hattın bant genişliğini tahmin
etmek için farklı profilleri, mod karışımının
farklı derecelerini ve eklemlerdeki uyuşmazlığı
dikkate alan bir teori önerilmiştir 121. Bu
araştırmada uzunlukları 1-2 km olan 12 adet
tek mod fiberin ve bu 12 adet tek fiberlerin
birleştirilmesi ile elde edilen 15.5 km
uzunluğundaki hattın saçılma ölçümleri
herhangi bir optik fiber ders kitabinda
bulunabilecek saçılma teorisine girmeden
tanımlanmıştır.
V J
DS- b«aı* tpliııaı
T» cKaıı
.«COKIM
NO- MMIIİ 4«MI<r hl
Şekil 1. Fiber Raman lazerin şeması.
Fiber Raman lazer 1.06 um ile 1.6 um
dalgaboylan arasında picosaniye süreli
darbeleri üretmektedir. Bu darbeler saçılması
ölçülecek olan optik fibere enjekte edilerek
optik fiber çıkışındaki darbeler 500 psec
tepkimeli GePIN photo diyod kullanılarak
Sampling Osiloskop da gözlenmiştir. Optik
fiberin saçılması ışık darbelerinin gecikme
zamanlarının dalgaboyu ile olan değişiminden
tespit edilmektedir. Optik fiber ana maddesi
olan silica nın kırılma indisinin dalgaboyuna
bağımlılığı çok iyi bilinmektedir. Bu bağımlılık
kullanılarak gecikme zamanının dalgaboyuna
bağımlılığı bulunabilir. Gecikme zamanının
dalgaboyuna bağımlılığı
ifadesi ile verilmektedir /3,4/. Bu denklem
deneysel verilerin etkin değer (r.m.s.)
uyarlamasında kullanılarak denklemdeki a
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 512
,b,c,d, ve e katsayıları tespit edilir. Daha sonra
denklemin dalgaboyuyla türevi alınarak
saçılma hesaplanır.
Fiber Raman lazer tek renkli pompadan geniş
bantlı çıkış üretmek için Raman saçılmasını
kullanır. Pompa aynı anda 760 Hz de Qanahtarlanan ve 100 Mhz de akustik-optik
olarak mod kilitlenen Quantronix Nd:YAG
lazerdir. Q-anahtarlaması darbe süresi 250
nsec ve tepe gücü 1 kw olan darbeler üretir.
Aynı anda mod kilitlemesi darbe genişliği
<200 psec ve tepe gücü >5 kw olan darbeleri
Q-anahtarlanmış zarf içinde üretir (Şekil 2).
Şekil 2. Mod kilitlenmiş ve Q-anahtarlanmış
darbelerin osiloskop görüntüleri.
Yaklaşık olarak 1 kw tepe gücü tek mod
fibere X20 mikroskop merceği ile akuple
edilerek tek geçiş tetikli Raman saçılması
aracılığı ile çok mertebeli Stokes bileşenleri
üretilir. Nötr yoğunluk filitreleri lazer gücünü
fiber hasar gücünün altında tutar. Kullanılan
fiberin uzunluğu 500 m, göbek çapı 8 um,
kesim dalgaboyu 0.99 um, 1.06 |im daki
kayıbı 0.81 dB/km ve 1.3 um daki kaybı ise
041 db/km dir. Raman fiberi çıkışındaki
dalgaboyu çizgi genişliği 2 nm olan
monochromator ile seçilmektedir. Darbeler
daha sonra test fiberine enjekte edilerek
GePIN photo diyod ile sezimlenir. Photo
diyod çıkışı güçlendirildikten sonra sampling
osiloskopda gözlenirler.
Frekans ölçekleyicisi kullanılarak 760 Hz Q-
anahtarlama sürücüsü ile 50 Mhz modkilitleme sürücüsü birbirine senkronize edilir.
Aynca, 760 Hz lik sinyal osiloskopu tetikleme
için kullanılır. Sayısal gecikme jenerötörü
osiloskop tetiklemesini geciktirerek mod-kilitli
darbelerin Q~anahtarlama bölgesinin tepesiyle
çakışmasını sağlar. Gecikme jenerötörü
zamanlama seğirmesi ( >lnsec) ilave
ettiğinden jenerötör çıkışı ve 50 MHz lik
sinyal AND kapısına beslenmiştir. Bu
düzenleme ile osiloskop tetikleme sinyali 50
MHz sinyalin kenarından alınmakta ve optik
darbeler ile tetikleme arasındaki zamanlama
seğirmesi ±25 psec olmaktadır. Osiloskop
çıkışı aynca X-Y çizicisine bağlanmıştır.
Monochromator den gelen ışık darbeleri 2 m
uzunluğundaki tek mod optik fibere akuple
edilir. Zaman gecikmesinin dalgaboyuyla
değişimi Q-anahtar zarfının merkezinden bir
darbe seçerek ve bu darbenin pozisyonunu
monochromator ile seçilen bir seri
dalgaboyunda zaman ekseninde kayıt ederek
ölçülür. Bu ölçüm test fiberinden zaman
gecikmesini öçmek için referans teşkil eder.
Bu işlem 2 m fiberi test fiberi ile değiştirerek
tekrarlanır. Test fiberinin zaman gecikmesi
test fiberi sonuçlanndan referans sonuçlannı
çıkartarak bulunur. Ölçümler her bir tek fiber
ve birleştirilmiş hat için 1.12 um ile 1.5 um
dalgaboylan arasında yapılmıştır. Anritsu
ILM cihazı ile ölçülen hat kayıbı 15.3 dB dir.
Mandrel wrap ile ilave edilen ilave 3 dB kayıp
ile toplam hat kayıbı 18.3 dB dir.
3. SONUÇLAR
Zaman gecikme sonuçlannın en iyi eğri
uyarlaması ve hesaplan saçılma MMJ 347
fiberi için Şekil 3 de gösterilmiştir. Çeşitli
fiberlerin sıfir saçılma dalgaboyu ve 1.275 um
ve 1.325 um dalgaboylanndaki saçılmalan
Tabo 1 de verilmiştir. Sıfir dalgaboyu
etrafındaki saçılma ölçümünün doğruluğu
belli darbe genişliğinden dolayı darbe
pozisyonundaki belirsizlik ve mod kilitlenmiş
ve Q- anahtarlamış lazer deki kararsızlıkla
sınırlıdır. Bu doğruluk 1 km fiber için ±1
ps/nm/km, tahmin edilen hat için ±0.7
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 513 -
ps/nm/km ve birleştirilmiş hat için ise ±0.5
ps/nm/km dir. Sıfır dalgaboyunda bunlara
karşılık gelen doğruluk ise ±10nm, ±1 nm ve
±5 nm dir.
um da -6 ps/nm/km ile 1.325 um da +2
ps/nm/km arasında olmalıdır. Ölçülen tüm
fiberlerin saçılması -3.6 ile +2 ps/nm/km
sınırları arasında kalmaktadır. 15.5 km
uzunluğundaki hattın tahmin edilen sıfır
saçılma dalgaboyu 1.306±0.007 um olup
saçılması -2.7±0.7 ile 1.4±0.7 ps/nm/km
arasında değişmektedir. Aynı hattın ölçülen
sıfir saçılma dalgaboyu 1.317±0.005 um olup
saçılması 3.6±0.5 ile 0.6±0.5 ps/nm/km
arasında değişmektedir. Sonuç olarak tüm tek
fiberlerin ve birleştirilmiş hattın saçılması
belirtilen
saçılma
ümitlen
içerisinde
kalmaktadır. Ayrıca, tahmin edilen ve ölçülen
sonuçlar deneysel doğruluk limitleri içensinde
birbirleri ile uyuşmaktadırlar.
-•'•t
KAYNAKLAR
İM J.F.Dalgleish, "Splices, connectors, and
povver couplers for field and oflfıce use", Proc.
IEEE, vol. 10, pp. 1226-1232, 1980.
ili M.Eve, "Multipath time dispersion of an
optical network", Opt. Quantum Electron.,
Vol. 10, pp.41-51, 1978.
Şekil 3. Zaman gecikmesi ve hesaplanan
saçılmanın dalgaboyuyla değişimi.
l-'ıücr
Nutr.ber
Dıs;:crsıun pyıun/l;m al
i ,"25 (im
1.275 um
MM) 3-47
M M A 22S
j : n
II 1%
J 346
J 341
MMH 178
BOJ:
MMH 162
MMA 384
-3 6i 1
-23
-1.9
-0.9
-2 4
_^ "
J3:o
MMJ 355/1
Prt\lıc;ed
routc
Mcasurcd
rou:e
l.U 1
1.1
1.7
10
16
içi o dıi[)ctaıon
vavclcn^ıh. |ilıı
3 ! 2 t 0 01
303
3 .
.239
303
303
306
.316
.cnytlı. tviıı
C5
S2
05
05
05
98
05
.0
05
05
-3.5
-3.6
-3 3
-15
-3.6
-1.6
1.0
2.0
07
11
1.7
08
1.0
2%
.315
.304
.05
05
•:.7iO7
1 4±07
.306*0.007
5.15
-3.6*0 5
0.6±0 5
3I7±0 005
5 15
. j 1 _
13/
D.N.Payne
and
A.H.Hartog,"
Determination of the vvavelength of zero
dispersion in optical fıbers by pulse-delay
measurements", Electron. Lett, vol. 13,
pp.627-628, 1977.
141 A.Sugımura. K.Daikoku, N.Imoto and
T.Miya,
"Wavelength
dispersion
characteristics of single mode fıbers in low
loss region", IEEE J. Quantum Electron.,
vol. 16, pp.215-220, 1980.
Tablo 1. Saçılma ve sıfır saçılma dalgaboyu.
Belirtime göre bu fiberlerin saçılması 1.275
olmuştur.
1983
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 514 -
1958 yılında Gaziantep
de doğmuştur. 1980
yılında Orta Doğu
Teknik
Üniversitesi
Gaziantep Kampusu
Elektrik-Elektroni k
Mühendisliği
Bölümünden mezun
yılında yüksek lisans
çalışmalarını tamamlayarak M.Sc. diploması
almıştır. 1984 yılında General Electric
Company Hirst Research Center (İngiltere) de
araştırmacı olarak çalışmaya başlamış ve
Imperial College de Ph.D çalışmalarını
sürdürmüştür. 1988 yılında Ph.D diploması
almış ve aynı tarihte Gaziantep Üniversitesin
de Y.Doç. unvanı ile göreve başlamıştır. 1990
yılında Doçent unvanını almıştır. Yan iletken
lazerlerden çok kısa süreli darbe üretimi ve
optik fiberlerde doğrusal olmayan darbe
propagasyonu konulannda çalışmalarını
sürdürmektedir.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 515 -
LAZER DİYOTLARDAN ÜRETİLEN DARBELERE
KAZANÇ ANAHTARLAMA FREKANSININ ETKİLERİ
Muhittin SAYIN ve M. Sadettin ÖZYAZICI
Gaziantep Üniversitesi
Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü
27310 GAZİANTEP
ÖZET
Bu çalışmada, yan iletken lazerlerden
kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli
darbe üretimi ele alınmıştır. Kazanç
anahtarlama frekansının darbe üretimine etkisi
incelenmiş ve doğru kazanç anahtarlama
yapılabilecek frekans aralığı çok-modlu
değişim
denklemleri
kullanılarak
belirlenmiştir. Ayrıca, DC uyartımın kazanç
anahtarlamanın alt ve üst sınır frekanslarına
etkisi belirlenmiştir.
1. GİRİŞ
Yan iletken lazerlerden çok kısa süreli
optik darbe üretim yöntemleri içinde en basit
olanı
kazanç
anahtarlamadır.
Diğer
yöntemlerden aktif ve pasif mod kilitleme
sistemlerinde harici optik parçalar ile dış
kovuğun çok iyi ayarlanması gerekmektedir.
Çok parçalı ve büyük hacimli olan bu
sistemlerin
fiber
optik
haberleşme
sistemlerinde
kullanımı
belirtilen
dezavantaj lanndan dolayı büyük ölçüde
kısıtlanmıştır.
Kazanç
anahtarlama
yönteminde ise, lazer diyodun giriş elektriksel
sinyallere tepkimesinin doğal sonucu olan
gevşeme salınımlanndan faydalanılır. Buna
göre, lazer diyoda bir DC biasla birlikte RF
akımı uygulandığında, giriş frekansına denk
gelen süreleri aynen takip eden aralıklarla
optik çıkış darbeleri elde ediliyorsa kazanç
anahtarlama doğru yapılıyor demektir. Giriş
akımı yukanda bahsedildiği gibi sinüs veya
sayısal sistemlerde olduğu gibi elektnksel
darbe dizileri de olabilir.
Kazanç anahtarlama yöntemi 801i
yıllann başından beri yaygın olarak
incelenmektedir /1-5/. Yapılan deneysel
çalışmalann sonuçlanndan yola çıkılarak
geliştirilen değişim denklemleri,
lazer
diyotlardan kazanç anahtarlama yöntemi ile
çok kısa süreli optik darbe üretimini çok iyi
modelleyebilmektedir.
2. MATEMATİKSEL MODEL
Bu çalışmada, yan iletken lazerlerden
kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli
darbe üretimi çok-modlu değişim denklemleri
kullanılarak modellenmiştir. Modelde, fiber
optik haberleşme sistemlerinde (1.3 um ve
1.55 um) yaygın olarak kullanılan InGaAsP
lazer diyotlann önemli özellikleri olan kazanç
sıkıştırması (veya kazanç doyması), Auger
birleşimi ve ışımasız birleşim kapsanmaktadır.
Çok-modluluğun gereği olarak kazanç ve
ışımalı birleşim spektrumlan Lorentzian
hatşekli fonksiyonu halinde modele dahil
edilmiştir. Bu özellikleri içeren çok-modlu
değişim denklemlen aşağıdaki gibi alınmıştır:
dt
Bu eşitliklerde t zaman (s), N elektron
yoğunluğu (cm'3), S, i. modun foton
yoğunluğu (cm"3), Gt L modun kazancı (s' 1 ),
M mod numarası (2A/+1 mod mevcuttur), q
elektron yükü (As), V aktif bölge hacmi
(cm3), TW ışımasız ömür (s), B ışımalı birleşim
katsayısı (cmV 1 ), C Auger birleşimi katsayısı
(cmV), F yoğunlaşma faktörü, TP foton
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 516 -
ömrü
(s),
P5
kendiliğinden ışınım
spektrumunun
tepe
noktası,
DSİ(X)
kendiliğinden ışınım spektrumu ve k
dalgaboyudur (cm).
Elektron yoğunluğuna, dalga boyuna
ve kazanç sıkıştırmasına bağımlı mod kazancı
ise,
M
değerlerdir. Modelde kazanç sıkıştırmasının
17
3
standart değeri 3><10" cm alınmıştır.
(3)
2
şeklinde verilmiştir. Bu eşitlikte go kazanç
3
1
sabiti (cm s" ), ec kazanç sıkıştırma sabiti
3
(cm ), No geçirgenlik için gerekli elektron
3
yoğunluğu (cm" ) ve Dt(X) kazanç
spektrumunu gösteren Lorentzian hatşekli
fonksiyonudur. Fabry-Perot tipi InGaAsP
lazer diyotlar için 3><10"ı7cm3 ile 6.7><10'17
cm 3 arasında değerler alan ea AlGaAs lazer
diyotlar için sıfir kabul edilebilecek kadar
küçüktür.
DC (4) ve RF (7r/) bileşenlerinden
oluşan akım / (A) aşağıdaki gibi alınmıştır:
3
a)
3
3. SONUÇLAR
Kazanç spektrumu içinde 20 den fazla
mod olmasına karşın bunlar içinde sadece 5
tanesinin eşik kayıplarını yenerek salınım
yaptığı görülmüştür. Bu yüzden program
zamandan kazanmak amacıyla 5 mod {M=2)
için çalıştırılmıştır. Darbe genişliği FWHM
olarak hesaplanırken modlann toplamı dikkate
alınmıştır.
Şekil İden 4 e kadar verilen elektron
ve foton yoğunlukları normalize edilmiş
3
4
Zaman (nsec)
(4)
Bu eşitlikte fm RF akımının frekansını
göstermektedir (Hz).
Eşitlik 1 ve 2 de verilen türevsel
denklemler Runge-Kutta-Fehlberg metodu
yardımıyla /4,5/ de 1.3 \ım InGaAsP tepeli
dalga kılavuzlu (RWG) lazer diyot için
verilen değerler kullanılarak çözülmüştür.
Model hakkında daha ayrıntılı bilgi aynı
kaynaklarda mevcuttur.
4
Zaman (naec)
b)
Sekili. 76=1.5/rt iken gevşeme salınımlan. a)
Standart parametreler, b) e c =0.
Şekil 1 de lazer diyoda 0 anında
uygulanan bir DC akımının meydana getirdiği
gevşeme salınımlan gösterilmektedir, hem
Şekil la (standart parametreler) hem de Şekil
lb (ec=0) de akımın uygulanışından itibaren
elektron yoğunluğunun arttığı ve belli bir süre
sonra (açılış gecikme zamanı»2.41 nsec)
kalıcı durum değerini (eşik değeri olarak da
anılır) aştıktan sonra yüksek optik darbeler
oluştuğu görülmektedir. Bu ilk büyük
darbeden sonra elektron yoğunluğu eşik
değerini bir kaç kez daha geçerek giderek
azalan genlikte darbelerin çıkmasına neden
olur. Belli bir süre sonra darbeler sönümlenir
ve kalıcı duruma ulaşılır. Beklenildiği gibi,
Şekil lb de foton yoğunluğundaki değişimler
kazanç sıkıştarması ile bastınlmadığından
Şekil la ya göre daha yüksek genlikli darbeler
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 517 -
üretilir. Yine bu yüzden salınımlann ölmesi ve
kalıcı duruma ulaşma daha çok zaman alır.
Şekil la ve lb için 1. ve 2. foton
tepeleri incelendiğinde kazanç sıkıştırmasız
lazerde bu tepelerin birbirine yakın olduğu
görülür. Kazanç anahtarlamada temel olan
uyartım akımının kısa tutulup birden çok
tepenin oluşumunun engellenmesi ve her
elektrik sinyal tepesi için sadece bir ışık
darbesi elde edilmesidir. Böylece sayısal
modulasyon sistemlerinde hatasız 'ilgi iletimi
• gerçekleştirilebilir.
a)
edilirken, kazanç sıkıştırmasız olandan
simetrik darbeler elde edilmiştir. Doğru
kazanç anahtarlamanın sonucu olarak her
sinüs pozitif tepesi için aralıklan 1 nsec olan
aynı genlikte darbeler elde edilmiştir.
Şekil 3 de gösterildiği gibi düşük
frekanslarda uyartım akımının pozitif bölümü
uzun süre devam edeceğinden, uygulanan bir
elektrik sinyali için birden fazla tepe (gevşeme
salınımlannın 2. tepesi gibi) oluşaoilir. Bu
durum "çoklu-darbeleme" olarak nıtelendinlir
/1,2/ ve doğru kazanç anahtarlama kabul
edilmez.
Şekil 3. Çoklu-darbeleme (Ib=2Itk , lrf=\lth
vefm=\ GHz iken standart parametrelerle).
2
«
45
Zaman (nıec)
5
t
5 65 -I
5
b)
Şekil 2. Ib=\2Ith ve Ir^Hth iken 1 GHz de
kazanç anahtarlanmış lazer diyot çıktısı, a)
Standart parametreler, b) e c =0.
Şekil 2 de 1 GHz lik sinüs sinyali ile
yapılan kazanç anahtarlama sonuçlan
verilmektedir. Kazanç sıkıştırmasının yüksek
dalgalanmalan bastırması nedeniyle Şekil la
da elde edilen darbelerin yüksekliği Şekil lb
de verilen kazanç sıkıştırmasız lazerden elde
edilenlere göre daha düşük genliğe sahiptir.
Ayrıca İZ,51 de de belirtildiği gibi kazanç
sıkıştırmalı lazerden asimetnk darbeler elde
S—G>
Zaman (niec)
Şekil 4. Kesim frekansının üstünde hatalı çıkış
(Jb=2Ith , lrf=llth ve/ m =5 GHz iken standan
parametrelerle).
Diğer sakıncalı bir durum ise Şekil 4
de gösterildiği gibi yüksek frekanslarda
meydana gelir. Belli bir frekanstan sonra ard
arda gelen tepelerin genlikleri değişmeye
başlar ve sayısal sistemlerin alıcılannda hatalı
algılamaya neden olur. Anılan üst sınır
frekansı "kazanç anahtarlamanın kesim
frekansı" olarak adlandınlır ve düşük genlik
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 518 -
modulasyonunda ki kesim frekansından
farklıdır 121. Bu durum da doğru kazanç
anahtarlama kabul edilmez.
Şekil 5 de iki değişik DC uyartımında
frekansa karşı darbe genişliğinin değişimi
verilmiştir. Standart lazer için frekansla
FWHM çok fazla değişmezken, kazanç
sıkışürmasız olan lazer için darbe süresinin ,2/
de olduğu gibi frekans yükseldikçe arttığı
görülmektedir. Beklenildiği gibi yüksek
kazanç sıkıştırmasına sahip lazer diyotlar daha
kararlı çalıştığından bu tip lazerlerle daha
yüksek frekanslarda kazanç anahtarlaması
yapmak mümkündür. Yine beklenildiği gibi,
kazanç
sıkıştırmasız
lazerlerde
foton
yoğunluğu bastınlmadığından daha yüksek
tepeli darbeler ve sonuç olarak da daha düşük
FWHM değerleri elde edilmektedir. RF
uyartımı sabit tutulup DC uyartımı
arttırıldığında kesim frekansının yükseldiği
görülmektedir. Standart parametrelere sahip
bir lazer diyotla 4 GF£z e kadar doğru kazanç
anahtarlama
yapılabilmektedir.
Kazanç
sıkıştırması 6.7><10"17 cm3 olan lazer
diyotlarda kesim frekansı 6 GHz e kadar
çıkmaktadır {Ib=2Ith).
25
'i
3
S 20
s
KAYNAKLAR
İM S. Tarucha ve K. Otsuka, "Response of
semiconductor laser to deep sinusoidal
injection current modulatıon", EEEE J.
Ouantum Electron., vol. QE-17, s. 810, 1981.
121 H. Ito, H. Yokoyama, S.Murata ve H.
Inaba, "Generation of picosecond optical
pulses with highly RF modulated AlGaAs DH
laser", IEEE J. Quantum Electron., vol. QE17, s. 663, 1981.
121 M.S. Özyazıcı ve M.S. Demokan, "Gainswitched pulse generation from a 1.55 um
InGaAsP laser", Int. J. Optoelectron., vol. 5,
s. 7, 1990.
I Al M. Sayın ve M.S. Özyazıcı, "Çok-modlu
yarı iletken lazerlerden kazanç anahtarlama
yöntemi ile çok kısa süreli darbe üretimi",
Elek. Müh. 5. Ul. Kong., c. 2, s. 530, 1993.
151 M. Sayın ve M.S. Özyazıcı, "Gainswitched ultrashort pulse generation from
semiconductor lasers", Turkish J. Electrical
Eng. & Computer Sci., 1995, (yayınlanacak).
• —•—
Muhittin SAYIN 1967
sSteıdvl
15 -
r
15
2
5
3
5
Frekan» (GHz)
Şekil 5. Ib=\.2Ith ve 21 th (içi dolu belirteçler)
darbe süresinin (FWHM) frekansla değişimi.
Sonuç olarak, kazanç anahtarlama
yöntemiyle optik darbe üretimi için lazer
diyoda uygulanabilecek en düşük ve en
yüksek
frekans
değerlerinin
kazanç
sıkıştırması ve DC uyartım ile değiştiği
belirlenmiştir. Kazanç anahtarlama frekansının
yükselmesiyle darbe sürelerinin arttığı
görülmüştür.
yılında Mudurnu'da doğdu,
tik, orta ve lise eğitimini
Bolu'da tamamladı. 1990
yılında ODTÜ Gaziantep
Kampusu
Elektrik
ve
Elektronik
Mühendisliği
Bölümü'nden mezun oldu.
Aynı
tarihte
Gaziantep
Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği
Bölümü'nde Araştırma Görevlisi olarak göreve başladı.
Yan iletken lazerlerden kazanç anahtarlama yöntemi ile
çok kısa sureli darbe üretimi konusunda yüksek lisans
çalışması yaptı ve 1993 yılında M.Sc diploması aldı.
Halen aynı görevde bulunup, çok yüksek kapasiteli ve
hızlı fiber optik haberleşme sistemleri için "karma
soliton darbe kaynağı" (HSPS) nın modellemesi üzerine
doktora çalışması yapmaktadır.
Sadettin ÖZYAZICI (bkz. "Tek ve birleştirilmiş
fiberin hat saçılma ölçümü")
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 519 -
ÇOK KISA SÜRELİ OPTİK DARBELERİN ÖLÇÜMÜ İÇİN
OTOKORELASYON TEKNİĞİ
M.Sadettin ÖZYAZICI
Gaziantep Üniversitesi
Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü
27310 Gaziantep
ÖZET
Bu araştırmada çok kısa süreli optik
darbelerin darbe genişliğini ölçmede kullanılan
korelasyon tekniklerinden en önemlisi olan
otokorelasyon tekniği incelenmiştir. Bu
tekniği kullanan otokorelasyon ölçme cihazı
yapılmıştır. Yapılan otokorelasyon ölçme
cihazı ile yan iletken lazer diyoddan kazanç
anahtarlama yöntemi ile üretilen optik
darbelerin
darbe genişliğinin ölçümü
gerçekleştirilmiştir.
L GİRİŞ
1980 li yıllarda geliştirilen yan iletken lazer
diyodlar günümüzde yaygın bir şekilde optik
fiber komünikasyon
sistemlerinde
kullanılmaktadır /I/. Sayısal optik fiber
komünikasyon sistemlerinde lazer diyodlardan
çok kısa süreli optik darbeler üretilerek bu
darbeler optik fibere enjekte edilmektedir.
Yarı iletken lazerlerden mod kilitlemesi ve
kazanç anahtarlaması yöntemleri kullanılarak
çok kısa süreli darbeler üretmek mümkün
olmaktadır. Mod kilitlemesi yöntemi ile darbe
süresi 10-15 psec 121 ve kazanç anahtarlama
yöntemi ile de darbe süresi 15-25 psec /3/
olan darbeler kolayca üretilebilmektedir.
Günümüzde
sayısal
komünikasyon
sistemlerinin
kullanımının
giderek
yaygınlaşması her iki yöntemle üretilen optik
darbelenn karakteristiklennin (darbe genişliği
gibi) ölçülmesinin önemini artırmaktadır.
Ancak üretilen bu darbeleri yeterli band
genişliğine
sahip
olan
osiloskoplarda
gözleyebilecek herhangi bir metod mevcut
değildir. Yan iletken lazer diyodlardan
üretilen çok kısa süreli optik darbelerin
genişliklerini ölçmek için korelasyon 141 ve
Streak kameralar 151 kullanılmaktadır.
Elektron-optik streak kamera çok kısa süreli
optik darbeleri direkt olarak gösterebilen bir
kaç aletten biri olup darbe genişliğini direkt
olarak ölçmek mümkün olabilmektedir.
Ancak streak kameralann çok pahalı oluşu,
rezulasyonunun 6 psec ve tetikleme sinyali
frekansının 160-170 MHZ e kadar olması bu
kameralann darbe genişliği çok düşük ve
peryodlan GHZ in üzerinde olan optik
darbelerin
ölçümlerinde
kullanılmasını
güçleştirmektedir. Bu nedenle çok kısa süreli
optik darbelerin darbe genişliğini ölçmek için
basit ve ucuz olan korelasyon teknikleri
geliştirilmiştir.
2. TEORİ
Korelasyon teknikleri uygun bir optik
kristalde doğrusal olmayan kanşmayı
kullanırlar. Michelson interferometresinin
çıkışında üretilen ikinci harmoniğin optik
darbenin ışık şiddeti profili I;(t) ile ilgili bilgi
verebileceği önerilmiştir 141. Bu sistemde
birbirine benzer fakat zaman gecikmeli iki
darbenin ikinci harmoniği üretmek için
doğrusal olmayan kristalde kanşımının zaman
ortalaması
ışık
şiddeti
korelasyon
fonksiyonuna orantılı olan bir çıkış
üretmektedir.
Işık şiddeti korelasyon
fonksiyonu
Ga{T)= ri
J -m
(1)
ile gösterilmektedir. Çıkıştaki ışık şiddeti
elektrik alanının karesi olduğu için Ga(t)
fonksiyonu genel olarak ikinci mertebe
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 520 -
otokorelasyon fonksiyonu olarak adlandırılır.
Doğrusal olmayan karışımın birbirine benzer
bir çift sinyalin bir tek darbeden elde edilerek
üretilmesi ise korelasyonu otokorelasyon
yapmaktadır. Otokorelasyon tekniği daha
fazla ölçme yapmadan darbe şekli ile ilgili
bilgi vermemektedir. Darbe şeklinin tam
olarak tespiti yüksek mertebe korelasyon
fonksiyonlarının bilinmesini gerektirir. Ancak,
lazer diyodlann çıkış ışık şiddeti seviyesinin
düşük olması ikinci mertebenin ilerisinde
herhangi bir ölçme yapmayı engeller. Bundan
dolayı otokorelasyon tekniğinde üretilen ışık
şiddetini zaman gecikmesine karşı çizerek ve
belli bir darbe şekli kabul ederek darbe
genişliğini çizilen eğrinin genişliğinden
hesaplamak mümkün olabilmektedir. Bu
nedenle hesaplanan darbe genişliği seçilen
darbe şekline bağlıdır. Otokorelasyon
tekniğinde gecikme zamanını azaltarak çok
kısa süreli darbelerin genişliğini femtosaniye
mertebesinde ölçülebilmektedir.
3. DENEYSEL DÜZENEK
Şekil 1 de otokorelasyon cihazının basit bir
şeması gösterilmiştir. Otokorelasyon cihazı
••••
ı»ıHı«ı
varitti* *tı«y
\7
Qtımn e»»*
m
PUT
Lltl-ı
• •»IHI*
1
!
lı»M
Blltl
rıtırtır
Şekil 1. Otokorelasyon cihazının şeması.
hem 1.3 um hemde 1.55 um da çalışmak
üzere tasarlanmıştır. Girişteki silicon filitre
lazer diyodun kendisi tarafından üretilen ikinci
harmoniği önlemek için kullanılmıştır. Lazer
diyoddan çıkan ışık küp ışık bölücüsü
kullanılarak iki yola ayrılmıştır. Küp ışık
bulucusunun dielektrik kaplaması nedeniyle
(%15 yansıma ve %85 geçiş) bölünme eşit
olmamaktadır. Bundan dolayı doğrusal
olmayan kristalden önceki ışık şiddeti %50
küp bölücü ile mukayese edildiğinde %50
daha azdır. Bu doğrusal olmayan kristalce
üretilen ikinci harmonığin ışık şiddetini
azaltacaktır. Şekil 1 deki
Michelson
interferometresinin iki kolu iki tane köşe küp
(retroreflector) kullanılarak elde edilmiştir. Bu
geri dönen ışığın açısının reflectör açısındaki
küçük değişmelerden etkilenmeden gelen ışığı
takip etmesini sağlar. Böylece zaman
gecikmesi T yi elde etmek için kollardan
birinin mesafesi değiştirildiğinde iki ışığın
karışımında farklı bir değişiklik olmaz.
Michelson interferometresinin kollarından biri
değişken gecikme T için gereken sabit
hareketi sağlayan ve de motor kontrollü olan
translational stage üzerine monte edilmiştir.
Küp ışık bölücüsünden sonra birleşen iki ışık
odak uzunluğu 63.5 mm olan plano-convex
mercekle doğrusal olmayan kristal üzerine
odaklanmıştır. Doğrusal olmayan kristale
ışığın odaklanması odaklanmamış durumla
kıyaslandığında ikinci harmonik üretiminin
randımanını birkaç misli artıracaktır. İkinci
harmonik üretimi için doğrusal olmayan
kristal olarak 1 mm uzunluğundaki lithium
iodate (LiO3) kullanılmıştır. Lithium iodatein
doğrusal olmayan katsayısı KDP den 10 defa
daha büyüktür 161. Ayrıca, Lithium iodate
Type-I olarak
herbir yolda aynı
polarizasyonda ve 0.35 um ile 5.5 um
dalgaboylan arasında çalışabilmektedir 161.
Faz uyuşma açısını kontrol edebilmek için
kristal rotational stage üzerine monte
edilmiştir. Kristalin faz uyuşma açısı 1.55 um
da 20.5 ° hesaplanmıştır. 1.55 um daki faz
uyum açısını bulmak için kistal 1.3 um daki
kesim açısı olan 25.5° den 5° döndürmek
gerekmektedir. Üretilen ikinci harmoniği
photomultiplier tüpüne (PMT) odaklamak için
odak uzaklığı 50 mm olan bir mercek
kullanılmıştır. PMT 1.55 um na hassas
olmadığı için temel harmoniği öniemek için
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 521 -
filitre kullanılması gerekmemektedir. PMT
çıkışındaki sinyal lock-in amfisi kullanılarak
sinyal-gürültü seviye oranı artırıldıktan sonra
hafızalı osiloskop ve X-Y kaydedicisine
bağlanmıştır. Lazer diyodlannın düşük çıkış
güçleri nedeni ile arka alan sinyali üreten
Type-I karışımı kullanılmıştır. Elde edilen
otokorelasyon fonksiyonunun kontrast oranı
(tepe-arka alan oranı) teorik olarak 3:1 dir III.
Bu değerden sapma gürültülü darbelerin
üretiminin belirtisidir.
otokorelasyon aletini kullanarak darbe
genişliği ölçmek mümkün olamamaktadır.
Şekil 3 de üretilen ikinci harmonik 4 değişik
de akımında rf akımın fonksiyonu olarak
verilmiştir. Şekil 3 deki grafikler ikinci
4. SONUÇ
Otokorelasyon cihazı kazanç anahtarlama
yöntemi ile 1.55 ^m lazer diyoddan 1 GHZ rf
sinyali tatbik edilerek üretilen darbelerle test
edildi. Şekil 2 sabit 58 mA rf tepe akımında
ikinci harmonik üretimini lazer diyodun de
bias akımına karşı göstermektedir. Şekilden
4
5
6
7
8
9
peak rf curnent (mA)
10
11
Şekil 3. Dört değişik de akımda ikinci
harmoniğin rf akımla değişimi.
12,
harmomğin maxsimum olduğu optimum bir rf
akımı bulunduğunu belirtmektedir. Bu akım
60 mA bulunmuştur. Bu akımın altında ve
üstünde ikinci harmonik üretimi azalmaktadır.
Bu optimum rf akımı lazer diyoddan kazanç
anahtarlama ile üretilen darbelerin minimum
darbe genişliğinde üretildiğinin belirtisi
olabilir. Şekil 4 de kazanç anahtarlama ile
üretilen darbelerin tipik bir otokorelasyon
fonksiyonu gösterilmektedir. Otokorelasyor
" 10:
B:
/./ •aaApuk
25
30
35
40
45
de Dıas (mA)
50
55
Şekil 2. İkinci harmonik üretiminin de akımla
değişimi.
görüleceği gibi doğrusal olmayan kristalden
üretilen ikinci harmonik de akımla doğrusal
olarak artmaktadır. Ancak bu üretilen
darbelerin tepe gücünün de akımla artığını
göstermez. İkinci harmonik üretimindeki
artma otokorelasyon fonksiyonunun arka alan
seviyesinin arttığımda gösterebilir. Şekil 2 belli
bir (31 mA) de akımın altında darbelerin
gücünün azalması nedeniyle ikinci harmoniği
gözlemenin zor olacağını göstermektedir.
Bundan dolayı düşük güç seviyelerinde
•I»
-W
Şekil 4. Optik
fonksiyonu.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 522 -
darbenin
otokorelasyon
12
fonksiyonunun arka alan ve kontrast oranı
açıkça
görülmektedir.
Otokorelasyon
fonksiyonunun
genişliğinden
üretilen
darbelerin genişliği Gaussian darbe şekli
kabul ederek 45 psec olarak hesaplanmıştır.
KAYNAKLAR
İM
A.H.Gnauck,
J.E.Bowers
and
1
J.C. Campbell, "8 Gbits s" transmission över
30 km of optıcal fıbre", Electron. Lett., vol.
22, pp. 600-601,1986.
121
P.P.Vasil'ev,V.N.Morozov
and
A.B.Sergeev, "Bandwidth limited picosecond
pulses from an injection GaAlAs DH laser
with an external dispersive cavity", IEEE J.
Quant. Electron., vol. 21, pp.576-582, 1985.
IV P.M.Downey, J.E.Bovvers, R.S.Tucker.
P.Besomi
and
R.J.Nelson,"Picosecond
dynamics of a gain switched InGaAsP laser",
IEEE J. Quant. Electron., vol. 23, pp.10391044, 1987.
1958 yılında Gaziantep
de doğmuştur. 1980
yılında Orta Doğu
Teknik
Üniversitesi
Gaziantep Kampusu
Elektrık-Elektroni k
Mühendisliği
Bölümünden mezun
olmuştur. 1983 yılında
yüksek
lisans
çalışmalarını tamamlayarak M.Sc. diploması
almıştır. 1984 yılında General Electric
Companv Hirst Research Center (ingiltere) de
araştırmacı olarak çalışmaya başlamış ve
Imperıal College de PhD çalışmalarını
sürdürmüştür. 1988 yılında PhD diploması
almış
ve
aynı
tarihte
Gaziantep
Üniversitesinda Y.Doç. unvanı ile göreve
başlamıştır. 1990 yılında Doçent unvanını
almıştır. Yan letken lazerlerden çok kısa süreli
darbe üretimi ve optik fiberlerde doğrusal
olmayan darbe propagasyonu konularında
çalışmalarını sürdürmektedir.
141 H.P.NVeber, "Method for pulsewidth
measurement for ultrashort light pulses
generated by phase locked lasers using nonlinear optics", J.Appl. Phys., vol. 38, 22312242,1967.
151 D.J.Bradley,"Methods of generation",
Ultrashort light pulses, edited by S.L.Shapiro
(Berlin: Springer-Verlag), 18,1977.
161 D.Gloge, and T.P.Lee,"Study of a selfpulsing GaAs laser by intensity correlation in
lithium iodate", J. Appl. Phys., vol. 42,
pp.307-312,1971.
/7/K.L.Sala, G.A.Kenney and G.E.Hall,"Cw
autocorrelation measurements of picosecond
laser pulses", IEEE J. Quant. Electron., vol.
16, pp. 990-1002, 1980.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 523 -
SAVAKTAN İKİNCİ HARMONİKPOMPALAMALI MESFET
KARIŞTIRICININ DOĞRUSAL OLMAYAN ANALİZİ
A.H.Darsinooieh, O.Palamutçuoğlu
istanbul Teknik Üniversitesi. Electrik - Elektronik Fakültesi
Ayazaga-istanbul
ÖZET
kolaylıkla gerçeklenebilmektedir.
Savaktan ikinci harmonik pompalamalı
MESFET karıştırıcının doğrusal olmayan
analizi
optimum
çalışma
koşullarını
araştırmak amacıyla yapılmıştır. Savaktan
pompalamalı MESFET karıştırıcının yapısı
gereği
RF ve pompa kapıları arasında
yüksek bir yalıtım sağlanabilmektedir. İki ayrı
MESFETin
180°
evre
farkı
ile
pompalanması durumunda karıştırıcının
verimi bir kat arttırılabilmektedir. Pompa
kapısına 1:1 lik asılı mikro-şerit hatlı bir
balun ve RF kapısında alt-geçiren türden bir
empedans uydurucu kullanılarak X bandında
çalışan bir karıştırıcıdan kuramsal sonuçlara
yakın değerler elde edilmiştir.
H. DEVRENİN ANALİZİ
Analizde, CURTICE [4 ]tarafından önerilen
ve Şekil-1 de gösterilen MESFET modeli
kullanılmıştır.
I. GİRİŞ
Alt-harmonik pompalamalı Schottky diotlu
[1],[2] ve GaAs MESFET [3] karıştırıcılar
değişik çalışmalara konu olmuşlardır. Altharmonik pompalamalı diyotlu karıştırıcının
verimi, birbirine ters kutuplu paralel bağlı
diyotlar kullanılarak artırılabilınektedir[l].
Uygulamada tek tek bir tür (n-kanallı) of
GaAs MESFET bulunduğundan, bu basit
yapı gerçeklenemez Ancak, benzer çalışma
koşulları, ayni karekterıstıkli ıkı MESFET in
zıt evre ile pompalanması ve RF işaretinin
de ayni evrede girişlere uygulanması ile
Şekil-1. MESFET modeli
Jonksiyon kapasiterleri c^ ve cgd ;
c=
for v < vbı , m = 0.5
olarak-yazılabilir -Burada,
c
= c p - C *I ; c o = c^o .
c
^ •
dır. Diğer önemli eleman
olup, bağıntısı,
v e v
= V - . vg-d-
id. akım kaynağı
it -p (1+X vd.,)tanh(a vd,,)(vg., -v t ) :
sağlanabiimektedir[3].
Geçitten pompalamalı karıştırıcılarda geçitkaynak
kapasitesinin
doğrusalsızlığı
nedeniyle geniş bantlı
,*".şma koşulları
sağlanamaz.
Savaktan
pompalamalı
karıştırıcılarda iki kapı arasındaki yalıtımın
kolaylıkla sağlanabilmesi yanında, RF işareti
için genış-bantlı
empedans uydurumu
(l)
(2)
şeklindedir. Burada; a ^ . ^ v e v , eleman
parametreleridir ve (1), (2)
deki
parametreler MESFETin farklı çalışma
koşullan altında modele uygun şekilde elde
edilmişlerdir. Bu parametrenin değerlen,
ölçülen karektenstiklere eğri-uydurum yöntemi uygulanarak elde edilmiştir.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 524 -
Büyük genlikli
YO tarafından savaktan
pompalanan
karıştırıcıda,
yalnızca
geri
besleme
kapasitesi cgd
ve gerilim bağımlı
akım kaynağı /^(v^.v^,) doğrusal olmayan
elemanlardır. RF küçük genlikli olduğundan,
id. akım kaynağı; gerilim bağımlı akım kaynağı
Smvgt
ve
buna paralel bağlı
Gerekli hesaplamalar MATH.CAD programı
kullanılarak yapılmıştır Karıştırıcının söz
konusu frekanslar için geçerli eşdeğer devresi
Şekıl-2 de gösterilmiştir.
Bu
yapıda,
karıştırıcı doğrusal çok kapılı devre olarak ele
alınmış ve herbir kapının tek bir frekans için
sonlandınldığı varsayılmıştır.
g d V iletkenliği ile
modellenebilir.
g m ve g d V
zamana
olarak değişirler ve değerleri;
l
vd.,j
bağlı
(3)
bağıntılarından bulunabilir. Zamanla peryodik
olarak değişen bu elemanların değişimleri
Fourier serilerine açılabilir. Bir karıştırıcıda
ortaya çıkacak frekanslar en genel halde;
f=mfs+nfQ
(4)
şeklinde yazılabilir. Bu durumda, devredeki
akım ve gerilimler aşağıdaki bağıntıyla
gösterilebilir.
Şekil- 2. Karıştırıcı eşdeğer devresi
Zamanla peryo'dik olarak değişen direnç ve
kapasite için V-I matris bağıntısı/6/
[VJ=[R][U
»]
exp[j(n(jo +/;/oj,)t]
(-)
Değişmez bir YO seviyesi, DC kutuplama ve
yük
ve
kaynak
sonlandırmaları
için,
v
Vs- (0 . dv (t) and vg.d. (t)
nin
dalga
şekilleri
SPICE
geçici-hal analizi ile
bulunmuştur. Bu dalga şekillerini, (1) ve (3)
bağıntılarını HFD(FFT) de
kullanarak
Fourier katsayıları hesaplanmıştır. Bunun
sonucunda 4. ve daha yüksek mertebeden
katsayıların
hızlı bir düşüş gösterdikleri
gözlenmiş ve bu nedenle bu yüksek mertebeli
terimler göz ardı edilmiştir. Bu varsayım
altında ve ikinci harmonik pompalama için
frekanslardakı
ve C(t) nin Fourier
, = co. - 2cn
(O 0 -ü),
'03.,
= 0), - 30)o
ve gerilimlere
katsayıları, [Q] da
diagonal frekans matrisidir.
Şekil-2 de
Kirchoff bağıntıları kullanılarak karıştırıcının
çok kapılı matris bağıntısı;
[E, 0 0 0 0 0 ] T =
şeklinde yazılabilir Buradaki
aşağıdaki gibi parçalanabilir
a
Buradaki alt matrisler ise;
olduğu da göz önüne alınarak,
karıştırma sonucu ortaya çıkacak ürünler;
-4CDÜ - -03,
akım
ilişkin matrislerdir. [R] ve [C] matrisleri, R(t)
Û)I"2CÜ0
0 ) . 4 = 03,
(7b)
olarak yazılabilir.. Burada. [ v n ] ve [ l n ] söz
konusu
N(t)
(7a)
• -C0,
-W
03, = 0 3 -Cû
(6)
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 525 -
] (8a)
Z
matrisi
(Sb)
(8c)
olarak yazılabilir. Burada,
- Jı 0 R"
-do)
'«v(0(X)
Burada, u o - g ^ R ^ + gm,R*ds: +g*m:R d s : ,
|A, — g
R g + R,
olup, g m ı veR d s ı (i = 0,2) ,g m (t) ve R d J (t) nin
k=l,2,3
J
R,, +g ^ R ^ ,R
Fourier bileşenleridir. R^ nin ortalama değeri
göz önüne
alındığında,
(10)
bağıntısı
literatürde daha önceden temel harmonık
pompalamalı karıştırıcılar için
çıkartılan
bağıntılarla [7],[8] ayni biçimi alır
[Q]L s [l]
IV. DEVRENİN DAVRANIŞI.
k
=4,5,6
Bu bağıntılarda, [R^] ,[g m ] ve [c^] matrisleri
RF geniş bantlı empedans uydurucu ve IF
devresi Microvvave Harmonica programı
yardımıyla hesaplanmıştır. İki adet MESFET
(NE 71000) devrenin gerçeklenmesinde
kullanılmıştır. Şekil 3a ve 3b de gösterildiği
gibi, 3 dB lik bir kazanç veren optimum
çalışma koşullan aşağıdaki gibi bulunmuştur.
R J s ( t ) , g m ( t ) ve css(t) nin dönüştürücü
L, = \2GHZX
JML,[i]-[sJ[Rı,][y!,r
matrisleri olup, [I] da birim matristir.
V
G JV
tanım
- - 1 2 dBm
i.
RF ve I^^apıları arasındaki elde edilebilir
kazancı
-0.4 V, P LÖ = 16 dBm,
GS
'
III. DÖNÜŞTÜRÜCÜ KAZANCI
güç •
= 5.965 GHZ, f [F =70A///r,
L0
gereği;
m
2,
c
(9)
i
5
t/l
şeklinde yazılabilir. Burada; R, ve R,, z, ve
z0 nin gerçel değerleridir. MESFET'lerin
savak-kaynak
arasına
uygulanan
YO
işaretlerinin zıt evrede olmaları nedeniyle,
(1), (2), (4a) ve (4b) bağıntılarından tek
sayılı
Fourier bileşenlerinin zıt
işaretli
olacakları ve çıkışta bu frekanslı bileşenlerin
yok olacakları söylenebilir. Bazı yaklaşıklıklar
altında (9) bağıntılarının (10) da kullanılması
sonucunda optimum güç kazancı aşağıdaki
gibi elde edilebilir.
o
C
O
2
0
-2
-4
-6
-8
-10
-12
dBm
r 20 dBm
dBm
-16
-18
-20-1
-22
Şekil-3a.
04
0.6
0.8
VGS ve P L 0 ile kazancın değişimi
olarak bulunmuştur. X bandında geniş bantlı
empedans uyumu sağlayan devrenin toplu
elemanlı eşdeğeri Şekil-4 de gösterilmiştir
Devre; Duroid
( e r - 2. 2, h - 0. 4 mm)
taban üzerinde gerçeklenmiştir. Boğucu bobin
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 526 -
ve
bağlama
kondansatörleri
dışındaki
elemanlar mikroşerit olarak gerçeklenmiştir.
Transformatör 1:1 asılı şerit hatlı balundur [9].
P R F : -15 d B d i
Şekil-5b. Karıştırıcı maskesi alt görünümü.
KAYNAKÇA
/I/ M. Cohn, J. E. Degenfort. B. A. Ne\vman.
"Harmonic mi\ing uıth antiparallel dıode paır"
IEEE. MTT, vol.MTT-23. 1975, pp 667-673.
2-E.R.Carlson.
M.V.
Shneıder.T.F.McMaster
"Subharmonically
punıped
mıllimeler
ua\e
mi\er."IEEE ırans. MTT. vol MTT-26. 1978
pp. 706-708
O
3
6
9
12
İS
18
21
'3/ O. Palamutcuoglu. "Second harmonıcalU
punıped MESFET mixer."Procceding of the 8th
colloquium on nıicroua\e conununication. 1986
Budapest. pp. 237-238
Fig. 3b. P L 0 ve VDS ile kazanç değişimi
-4/ M. Joao Rosarıo. J Costa Freire. "Desıgn
ıechnıque for MESFET mixer for nıa.\ımum
conversion gaın." IEEE trans. MTT. vol. 38. no 12
Dec 1990. pp. 1972-1979
5/ T. Kacprzak. A. Maıerca. "Compact de model
of
GaAs FETs for large sıgnal computer
calculalion" IEEE Journal of solid-state circuits.
vol. sc-18. No. 2. Aprıl 1983. pp 211-213
Şekil-4. Toplu elemanlı karıştırıcı devTesı
6/ S. A. Maaş. " Theor. and analvsıs of GaAs
NESFET mixer "IEEE." ırans MTT .vol MTT-32.
Oci. 1984. pp 14U2-1406.
İ V DD
İF
RF
7,R. O. Pucel. D Masse. R. Bera. "Performance of
Ga.As MESFET nıı.vers aı X band. "IEEE. trans
MTT. vol. MTT-24. No. ö.Jııne 1976. pp 351-360
8/ G. Begenıann. A. Jacob. " Con\ersion gaın of
MESFET dram nıi.sers. " Electronics Letters.
Aug. 1979. vol. 15. No. 18. pp 567-568.
LO
.9/ O Palamutcuoglu. 1. Kurhan. "Broadband
nucrouave mixer mounted on suspended lıne
baluns", proc. Melecon ' 94 conference. Antalya.
Turkey. pp 500-503
Şekil-5. Karıştırıcı maskesi üst görünümü
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 527 -
OTA-C SÜZGEÇLERE ÜYGÜN OTA TASARIM ÖLÇÜTLERİNİN ÇIKARILMASI
A l i Zeki
Hakan Kuntman
ÎTÜ E l e k t r i k - E l e k t r o n i k F a k ü l t e s i , E l e k t r o n i k Ana Bi1 im D a l ı , Maslak,
5ZET Bu çahşıada, basit uzun kuyruklu çiftin kullanıldığı siıetrik OTA yapısının, giriş doğrusallık aralığı, yükselle ejiıi, çıkış direnci, vb. haklılarından
OTA-C süzgeçler için optiıizasyonusunulıuştur. Sonuçta elde edilen devre oldukça iyi perforıanslı bir OTAdır ve doğrusal 1 astına uygulamış bir giriş katı kullanıldığında ideal OTA davranışı göstermektedir.
1- GfRÎŞ
Süzgeç yapılarının bütünüyle tümleştirilmesini olanaklı kılan anahtarlanmış kapasite (switched-capacitor:)
süzgeçlerin istenmeyen yüksek frekanslı bileşenlerin temel banda girmeleri
(aliasing), Nyquist mertebesi sınırlamaları, aktif elemanın yerleşme süresinin yarattığı frekans sınırlaması
gibi sorunlara sahip olması ve performanslarının IMHz'lerden yüksek frekanslarda keskin biçimde kötüleşmesi
C1:,C2:,C3D bütünüyle tümleştiri İmiş
sürekli zaman (continuous-time) süzgeçlerin geliştirilmesini gerekli kılmaktadır; bu yüzden bu konu üzerinde
oldukça yoğun çalışmalar yapılmaktadır. Klasik aktif-RC süzgeçlerin tümdevre üzerinde gerçekleştirilmeleri,
dirençlerin kırmık üzerinde çok yer
tutması, bağıl toleranslarının yüksek
olması, sıcaklığa bakımlıkları, elde
edi lebi 1 ir değer aral ıgının dar olması
yüzünden yeglenmemektedirC 1 3, C41. Kal di ki elemanların, üret i m sonrası süzgeç yanıtını hassas olarak ayarlamak
ve zamanla sıcaklık, yaşlanma, vb. yüzünden olacak kaymaları düzeltmek için
yapılacak otomatik ayarı mümkün kılacak yapıda olması gerekirC2D,C53,C63.
Buna bir çözüm olarak, direnç bölge1
sinde kutuplanmış MOSFET lerin ayarlanabilir direnç olarak kullanıldığı
M0SFET-CsüzgeçlersunulmuşturC2], 171.
Bütünüyletümleşt iri lebi lmelerinerağmen MOSFET-C süzgeçler, kullanılan işlemsel kuvvetlendiricilerin band genişliği sınırlamaları , dengelenmiş giriş-çıkış gerektirmeleri ve ayar yapılabilen bölgenin yeterince geniş olmaması gibi dezavantajlar taşırlar. Bunların yanında, işlemsel kuvvetlendiricilerden daha geniş bandlı olan OTA'-
İstanbul
ların aktif eleman olarak kullanıldığı
OTA-C süzgeçler, kapladıkları alanın
küçüklüğü, daha düşük güç harcaması,
daha etkin frekans yanıtı ayarı (geçiş
iletkenliği On değiştirilerek), ayar
aralığının oldukça geniş olması (4 dekat kadar), yapı içinde topraklanmış
kapasitelerin bulunması, daha az sayıda aktif eleman gerektirmesi ve tasarım basitliği, vb. bakımlarından MOSFET-C süzgeçlerden oldukça daha üstündürlerC5:,II8D;C9],C10:. Bu yüzden, son
yıllarda, iyi performanslı OTA-C süzgeç yapıları oluşturmak üzere çalışmalar yapı lmaktadırC 11 D. Ancak OTA' ların
süzgeç davranışını kötü yönde etkileyen bazı dezavantajları da vardır.
Bunlardan en önemlileri, çıkış direncinin sonlu ve giriş katının (ki genelde bir uzun kuyruklu çifttir) doğrusallık aralığının dar olmasıdır. Bunun yanında giriş doğrusalı ık aralığının kuyruk akımı -dolayısıyla küçük işaret Gm'i- değiştikçe genişleyip daralması, çıkış direncininse çıkış
tranzistorlarının DC akımı değiştikçe
büyüyüp küçülmesi sözkonusudur. Bunlara bağlı olarak,
- büyük işaretlerde doğrusallığın
bozulması yüzünden genliğe bağımlı bir
eşdeğer G,,, oluşur ve süzgeç yapısında
frekans distorsiyonu yaratırC121.
- çıkışa gelen bir yük kapasitesi,
çıkışa yansıyan sınırlı bir akım ile
(doğrusal 1 ık aral ıgının dışında girişteki tranzistorlardan biri kesime girer, digerindense sabit kuyruk akımı
akar), dolayısıyla sınırlı bir hızla
(sınır akımı ve kapasite değeriyle orantılı) dolup boşalabilir, ki bu da
çıkış işaretinin biçiminin bozulmasına
neden olur (slew rate: yükselme eğimi)
C83.Cİ3]- temel entegratör yapısında (1 OTA
ve çıkışına bağlı 1 kapasite) , çıkış
direncinin frekans azaldıkça yük kapasitesinin empedansından yeterince büyük olamaması, o frekans bölgesinde
entegrasyon işleminin yerine getirilememesine ve böylece bu entegratörün
kullanıldığı süzgecin alçak frekans
yanıtının bozulmasına neden olur (Bu
etki özellikle yüksek geçiren ve band
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 528 -
geçiren süzgeçlerde kritikleşir):
biçiminde de verilebilir. Gösteri lebilir ki, gerilim-akım dönüşümünün 399
doğrusal olabilmesi için | VII ••.'0.23VQSa
olmalıdır: M.
2- OTA'NİN OFTMÎZE EDİLMESİ
Sekil-ı 'de basit simetrik OTA yapısı verilmiştir. Burada, ?1±-Î"I= tranzistorları ve la akım kaynağından oluşan
B : 1 ,
-»' IS
L, 1 :
M6
VDD
Seki 1-1 Basit simetrik OTA.
kat, işi emse 1 kuvvet 1 end i r i c i 1 er i n ve
genelde OTA'ların temel giriş katı olan uzun kuyruklu çifttir(UKÇ).
2.1 Uzun Kuyruklu Çift
UKÇ, basit yapısı, geniş bandlı oluşu yüzünden -küçük giriş genlikleri
için- oldukça iyi bir geri 1 im-akım dörsüştürücüsüdür. UKÇ için küçük işaret
geçiş iletkenliği
2.2 Giriş Çalışma Aralığının
Genişletilmesi
UKÇ'yi doğrusalı ast ırmak için değişik yöntemler kullanan birçok çalışma
yayınlanmıştır. Ancak, oluşturulan çok
say I'. :a iç düğüm nedeniyle, öneriler,
devre i er i n band gen i ş1 i k i er i t eme i
üKÇ'ninkinden oldukça dar olmaktadır
Clö]. Bu yüzden bu çalışmada yalnızca
UKÇ'nin çalışma aralığının optimize ^3dilmesi amaçlanmıştır. (2) ve (3; bağıntıları ndan görü1ece»i üzere, UKÇ'nin çalışma bölgesini genişletebilmek
için I^,'yi büyük seçmek ve/veya giriş
transistorlarının U/L boyut oranlarını
küçültmek gerekecektir. Ancak yapılan
anal izler göstermektedir ki , la'yi sabit tutup - Vrssa'yu büyütmek üzere y/L oranını küçültmek an uygun çözümdür. Ne yazık ki bu durumda 1^, değeri
•: 1 ) uyarınca düşmektedir: fakat basit
simetrik OTA 1 da bu sorun çözülebilir.
Şek il-! 1 dek i OTA' da, ~ ı k ı şa 3kt ar ı 1abilecek en büyük akım ki yükselme
eğ i m i davranışını be i i r1emektadi r>,
Bla olmaktadır. B katsayısı, giriş
transistorlar ındanç ıkı ş transistorlarına akım aynalama oranıdır. 0 -aman
basit simetrik OTA için geçiş i 1 etken-
t1
biçiminde verilebilir. îşlernsel kuvvet 1end i r i c i 1erde, uygu1 anan ger i besleme giriş fark gerilimini çok küçük
tuttuğundan UKÇ oldukça doğrusal davranır. Oysa OTA' lar açık çevrimde kullanılır ve kirişe =relen fark serilimi
VI belirli bir bölge dışına çıkarsa
tranristorlardan biri kesime girer ve
gerilim-akım dönüştürme işlevi tozulur. Uzun kuyruklu çift için bu bölge,
k^Ç-,,,/2 giriş transistorlarının geçiş
iletkenliği parametresi, U/L ise boyut
oranları olmak üzere.
(2)
^^TWLT
biçimindedir: 15:. Bu bölge, V Q giriş
transistorlarının geçit-kaynak kutup1ama eerilimleri olmak üzere,
S S
biçiminde verilebilecektir. Çıkış düğümünde bir C_ kapasitesi varsa (çıkış
düğümünün parazitik kapasitesi de bu
delere katılabilir), yükselme eğimi
YEbiçiminde verilecektir. Çıkış direnci
ise
..
R
1
(6)
olmaktadır. Eurada JU ve İ M , çıkıştaki
P!"!OS ve NMOS tranzistoriarın kanal boyu modülasyonu parametreleridir.
Giriş doğrusallık aralığını artırmak üzere n± ve M = 'nin U/L' lerinin küçültül meşinin neden olduğu G^, düşmesi
B'nin artırılması ile giderilebilir.
Eu durumda (5) u v a r m c a '/ükselme eğimi
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6.. ULUSAL KONGRESİ
- 529 -
I
daha da iyileşmiş olacaktır. Ancak çıkış direncinin aynı oranda küçülmesi
oldukça büyük bir dezavantajdır. 3u
dezavantaj ise devrenin frekans davranışını bozmayacak daha yüksek çıkış
dirençli akım aynaları (örneğin kaskod
akım aynaları) kullanılarak giderilebilirdi].
2.3 Kaskod Akım Aynalarıyla Çıkış
Direncinin Artırılması
Kaskod âkım aynaları, basit akım
aynalarından çok daha doğruluklu aynalama yapmalar: ve çıkış düğümüne yansı yarı kapasiteyi düşürmeleri açısından
ia IVant aj11dır1ar. Ancak, bun1arın
yanında, çıkış işaret inin daeişirn aralığı sınırlanmış olmaktadır. Böyle bir
sorunu büyük ölçüde giderebilmek üzere, bir "üstün kaskod" çıkış katı kullanı labi 1 ir. Beyle bir devre Seki 1-2 ' de görülmektedirC'71. 3u devre, aynı
kutuplama akımlar: ve aynı boyutta
tranzistorlar
için,
klasik
kasked
yapıların sağladığından kabaca
50-100 kat daha
büyük çıkış dirençleri sag1smakta, buna karşın, düzgün çalışmaları için
gereken minimum
Seki1-2
çıkış gerilimi
üstün kaskod devre.
klasik kaskod
yapılarınkinden .*30-60 daha düşük kı11 ns'o i 1 mekt ed i r. Bunun yan ı nda, ç: k ı şa
yarısı yan kapasite de yarı yarıya azalrna kt ad ı r. Yap mm çıkı ş d i rene inin bü yüklüğü, N noktasının bir negatif geri besi eme :I I., ile \-' r .sn oluşan kuvvetlendirici ve İV = 'dan oluşan ger: 1 im
izievici boyunca) yardımıyla sabit tutulmasıyla sağlanmaktadır. Çıkış işaretinin sal m i m aral ıgı, ÎV-'ün V s s ' si
Mı..j.' i doyma sınırında tutacak değerde
.yani VQSk;-=VI33Kj.-VTi.. i ' o i ursa, düzgün
çalışma için gereken minimum çıkış gerilimi an düşük değerde olur.
Seki 1 -1 ' deki M,, M« ve PIQ Şek: 1 -2 ' de verilen devrenin uygun PPI03 veya
NMOS ver s i yonuy 1 a deg i şt i r i 1 i rse, e 1 de
edilen OTA çok yüksek çıkış dirençli
ve çıkış salınım aralığı klasik kasked
yapınınkinden daha geniş olur (Klasik
kaskod yapıda W 3 ve PU'ün altına gelecek ek tranzistorların girişe gelecek
pozitif ortak işaretleri sınırlaması,
önerilen yapınınsa böyle bir dezavantaj inin olmaması da bir üstünlüğüdür).
Akım aynalarında, aynalaman in yüksek doğruluklu olabilmesi için "akımı
ayna1ayan ve akımın ayna1andıg: transistorların Vr=s'leri yanında 7c.s'leri
de olabildiğince eşit olmalıdır, önerilen devredeyse, kaskod yap11 ar i ç i p.
sabit ÎL,: kaynağı kullan: İması , ayna lanan akım Cve dolayısıyla akımı ayna iayan tranzistorun 7r5 S =7 c s si '. değişse
de, akımın aynaiandıgı Mı. j. tranzist.;rur.un 7 o s 'si '7C.S^:J.) u.' nın bel irledi gi sabit bir değerde "7,3Sı.. -) >a i inaktadır (Bkz. Şekil-2). Eu ise, kanal boyu
modülasyonu etkisi yüzünden yeterince
doğru bir aynalamaya engel olmakla
kalmayıp bazı durumlarda Mt,;i ' in deymasız bölgeye girmesine neden olacaktır.
Bunları engellemek için, -1"L-I' in 7 C . S sini akımı a^/nalayan tranzisterunkine
Şekil-3 Surıulan yeni OTA yapısı.
eşit kılmak üzere- Iı. akımını Jlı/in
ak: m ı na eş it ol acak b i ç i iTnde bag ı n 1 :
kılıp fi,.-; 'ün Iıl/L'sini ML. ' inkine •;şi"
seçrî>ek uygun olacaktır. Sonuçta elde
~d i 1 en devre yap ı s ı Şek i 1 - 3' t e gö rü. 1 mekt'edir. Devrede, Iı,- akımı doğrudan
bir .akım aynasıyia •'?!*=•) sağlanabilirken , ku 11 an 11 acak ak ı m aynas ı say ı .s ı n ı
minimum yapmak üzer-a Iı,± ve Iı- ak im
kaynakları IJ, ve Ij. veya I = 'nin farklarıyla sağlanmıştır (îu:J.=Ij,-Ir;=Ii,
U:==I-a-Ii = I=) • Böylece O T A ' n m opt imi zasyonu camamlanmışt ir. Şu bel irt i İmelidir ki, Seki 1-3'teki devrede UKÇ yerine başka çalışmalarda elde edilmiş
yet er i nce dogrusa 1 hücre 1 erden birinin
ku i 1 an 11 mas ı durumunda, - band ,^en i .=1 i -
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 530 -
:I
ği sınırlaması kritik değilse- ideale
oldukça yakın bir OTA yapısı elde edilmiş olacaktır.
3. SPICE SÎMÜLASYON SONUÇLARI ve
SONUÇLARIN DEĞERLENDİRİLMESİ
3.1 Giriş Çalışma Aralığı
Şekil-!'deki devrede - Gm=st kalacak biç i irde S ayarlanmak üzere - ilj. ve
P!= -in boyut oranlarının :<J/L=30.miv5um
ve jJ/L=!5um/5urn olmasına karşı gelen
lo-Vj. e gri a i l e l e r i CI^, parametre) s ı rasıyla Şekil-*ı ve Şekil-5'te v e r i l miştir. Görüldüğü gibi , sabit I.& ve
kod akım aynalı bir OTA'yla enteeratör
işlevi ve süzgeç davranışına etkileri
açısından karşılaştırma biçiminde yapılmıştır. Seki 1-6'da üstün kaskod ve
klasik kaskod O T A ' l a r m SpF'lık bir
kondansatörle birlikte oluşturduklar:
ant egrat ö r 1 er i n karş I 1 aşt ı rmas ı yap 11 maktadır. Şekilden de görüldüğü gibi,
yeni OTA'yla kurulmuş enteeratör olK(dB)
-ustun laskod
«ntegtator
klası
entegrator
sabit G^, IÇIP., - M / D I ' I I daha küçük o-
lan devre daha geniş g i r i ş gerilimi arai:ğir.da ça iışab i l i yor. Bu sayede
yükse i me eğ i m i de iyi 1 eşmekt ed i r.
I j »A)
FtBkans
Şekil-6 Klasik ve "istürı kaskcd C
ent e.gr at ö r davran işlin
dukça geniş bir frekans aralığında entegrasyon M / s ) işlemini gerçekleş"ireb i 1mes i ne karşın. ki as i k kaskod : TA'lı entegrator düşük frekanslarda
-5
-4
-2
Oy (V-, 2
4
5
Şekil-4 I O - V I eğrileri (W/L=30um/5um).
r
1
n
Şekil-7 OTA-C band geçiren süzgeç
-1
-S
- 4 - 2
0
3
Yı
(V5
*
5
Şekil-5 Io-Vi eğrileri (U/L=l5.um/5.um) .
3-2 iîstün-Kaskod Akım Aynalı OTA
Tasarlanmış olan üstün kaskod akım
aynalı OTA'nın incelenmesi, aynı kutüplama koşul ları, aynı tranzistor boyutları ve aynı G m 'e sahip klasik kas-
frekanstan bağımsız bir davranış şergili yor (kayipli entegr â13r). Bunun
nedeni, frekans düştükçe yük kapasitesinin empedans inin .art I p OTA mn ç i kış direnci mertebelerine ulaşması ve
gittikçe ondan daha büyük olmasıdır.
Bu davranışın tipik bir etkisini göstermek üzere, her iki OTA'yla Şekii™'de görülen band geçiren süzgeç kurulmuş ve frekans eğrileri Seki 1-3'de
verilmiştir. Görüldüğü gibi, frekans
düştükçe belirli bir sınırın altında
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 531 -
sabit bir zayıflatma var. Çıkış direnci yüksek olan (50-6011 û ) yeni devrenin zayıflatması oldukça yüksekken,
diğer devrenin zayıflatması daha düşük
görülmektedir. Basit simetrik OTA'da
bu davranış çok daha kötü olmaktadır
(tipik olarak -yalnızca 20-30 dB'lik
savı fiatma)-
inuous-tiae active integrated filters. IEE EL21,n18,1985.
[5] GEIGER.R.L., SANCHEZ-SINEHCIO.E.: Active filter
design using operational transconductance aaplifiers:
A tutorial. IEEE CircDev.Hag-, Harch 1985.
[6] KRUHHENACHER.F., JOEHL.N.: A 4-HHz CHOS continuous-tiae filter »itn on-chip autouatic tunins. IEEE
SSC-23, a3, 1988.
[71 CZARNUL.Z.: Hodification of Banu-Tsividis continuous-tiae integrator structure. IEEE CAS-33,s7,i986.
C81 ŞALVAR,H-S.: Electronically contr-ollad active-:
filters and equalizers »itli operational transconductance aapiifiers. IEEE CAS-31,n7,i984.
C93 HAİROCKI.R.: Electronically contr-olled OTA-C: filter »ith FLF structure. Int. J. Circ- Theo. App., .M6,
nt, 1988.
Frekans
Şekil-8 Klasik ve üstün kaskcd OTA-C
E a n d G e ç i r a n S ü z s e ç 'davranışları -
UO] VAMPETEGHES.P.H., FOSSATI,H.H. .3ICE,G.L. ,LEE, = -:
Design of a very linear CHOS transconductance input
stage for contin.-tiae filters. IEEE SSC-25,n2, 1990.
[IIHCAR.C, AHDAT.F., KONTHAN.H.: On the reali:ation
of OTA-C filters. Int. J- Circ. Theo. Appl., v2t,!993.
4.SONUÇ
[12] TSIVÎDÎS.T.P-: Integrated continuous-time filter
design - An overvie». IEEE SSC-29,n3,1994.
OTA-C süzgeçlere uygun bir OTA yapısı sunulmuştur. Giriş katında temel
uzun kuyruklu çift kullanıldığından
yüksek frekans davranışı oldukça iyidir. Doğrusallık aralığının optimize
edilmesi için yöntem önerilmiş, bu
yöntemin diğer özellikleri bozmasını
enge11emek üzere düzen i eme1er yap11mıştır. Çıkış katı olarak üstün kaskod
bir yapı özgün biçimde uyarlanmış ve
birçok bakımdan kaskod OTA'dan bile
çok daha iyi performans elde edildiği
gösterilmiştir. Giriş katında, doğrusa i 1 ast ı rms t ekn iki er i uygu i anm ı ş far:-:
çifti kullanıldığında, sunuian devrenin, OTA-C süzgeçler için ideale oldukça yakın bir OTA olacağı açıktır.
C131 KDRTHAH.H.: 3i«ple and accurate nonlir.ear OTA
.nacrosodel for siaulation of CHOS OTA-C active filters. Int. J. Electronics, v77,na,!994.
KAYNAKÇA
[t] TORRAHCE.R-R.. VÎESANATHAN,T.H-, HANSON,J.7.: CHOS
voltage to current transducers. IEEE CAS-32,3İ1,!985.
C23 TSI7IDIS,!.?., 3ANÜ,.1!., KHOURY.i.: Continuous-tiıe
H0SFE7-C filters in VLSI. IEEE CAS-33,n2,1986.
[3]GOP!JATHM 1 ». 1 TSIUDIS I T.P.,TM 1 X. .HESTER.R.K.:
Design considerations for high-frequency continuoustime"fiîters and iapleaentation of ân anti-aliasing
filter for digital video. IEEE SSC-25,n6,1990[4] PENNOCK,J.L.: CHOS triode transconductor for cont-
[14] söDûI.L.: Aktif OTA-C Süzgeçlerinde uygun OTA
Problemi. Tiiksek Lisans Tszi, î.T.3. Fen Bil isleri
Enstitüsü, Ocak 1995.
[15] SACKIHGEP.E., GDGGESBOHL.il.: Aversatiis buildiag
block: the CHOS differential difference aaplifter.
IEEE SSC-22,n2,'987.
[16] NR07A.3-, SESVÎSa.î.: Linear C30S transconductance eleaent for VHF filters. IES EL-25,n7,1989.
[17] SACKIHGER.E., 3ÖGGENBÜHL,î.: A high-SHİng, high
iapedance 30S cascode circuit. IEEE SSC-25,n1,'99G.
Ali Z ^ c i . 1968 y ı l ı n d a
K i br ı s' t a doğdu.'
Temmuz
ğ
; j a 13t a n b u 1 T e k n i k
üniversitesi Elektron i k -Haberieşmeîfüh- B ö lümü'nden mezun olduYüksek L i şans öğren i m i ni î-T.ü. F e n B i l i m l e r i
Enstitüsü, Siektronik-Haberleşme MühBölümü'nde Şubat 1993'te tamamladıEylül 1 9 9 1 ' d e n b u y a n a î-T.ü. E l e k trik-Elektronik Fakültesi Elektronik
Anabil im Dalı'nda araştırma görevlisi
o l a r a k ç a l ı ş m a k t a d ı r - îlgi a l a n l a r ı içinde, WOS analog tümdevre tasarımı,
elektronik elemanları ve modellenmesi
bulunmaktadır-
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 532 -
İKİNCİ HARMONİK SAVAKTAN POMPALAMALI MİKRODALGA MESFET
DAĞILMIŞ PARAMETRELİ KARIŞTIRICILARIN KURAMI VE TASARIMI
A. Hakimi DARSINOOIEH, O. PALAMUTÇUOĞLU, M. Tuna ORDU
İ.T.Ü. Elektrik-Elektronik Fakültesi. Ayazağa, İstanbul
ÖZET
gösterilen MESFET'in doğrusal almayan
modeli (Curtice model [5]) kullanılmıştır.
İkinci harmonik savaktan pompalamalı üç
katlı dengesiz ve iki katlı dengeli dağılmış
parametreli karıştırıcıların davranışları
incelenmiştir.
Doğrusal olmayan GaAs
MESFET modeli kullanılarak Microvvave
Harmonica programındaki doğrusal
olmayan simulator yardımıyla optimum
çalışma koşullan araştırılmıştır. 70 MHz
lik bir IF frekansı ile 2-12 GHz frekans
bandında dönüştürme kazancı dengesiz form
için T0,5 dB, dengeli form için TI dB
olarak elde edilmiştir.
I. GİRİŞ
Şekil-1 Dağılmış parametreli karıştırıcı
Dağılmış parametreli karıştırıcı tasarım ilk
olarak Tang, O., Aitchlson, S., tarafından
ele alınmıştır [1]. İkinci harmonik
pompalamalı Schottky Diyod ve GaAs
MESFET karıştırıcılar değişik çalışmalara
konu olmuştur [2], [3], [4]. Dağılmış
parametreli karıştırıcı düşüncesi, ikinci
harmonik pompolamalı karıştırıcı ile
birliştirildiğinde her iki tip karıştırıcının
performansına sahip yeni bir devre yapısı
ortaya çıkar.
Bu makalede MESFET' lerin doğrusal
olmayan
modelini kullanarak ikinci
harmonik pompalamalı karıştırıcının kuramı
verilmektedir.
2-18 GHz frekans
bandındaki farklı kutuplama koşulları ve
saçılma parametreleri MESFET'lerin
parametre optimizasyonu için kullanılmıştır.
II. KURAMSAL İNCELEME
MESFET'li
dağılmış
parametreli
karıştırıcının ilkesi Şekil l'de verilmektedir.
Doğrusal olmayan analizde, Şekil 2'de
Analizde Şekil 3'de gösterilen kayıpsız
GaAs
MESFET
modelinden
yararlanılmıştır. Her MESFET'in çıkış
kapasitansı Cds ve giriş kapasitansı Cas,
toplu parametreli yapay transmisyon hattı
haline getirmek içni dışarıdan eklenen
endüktans ve kapasiteler (C_) ile
birleştirilmiştir. RF işareti geçit hattının
girişine, LO işareti ise savak hattının
girişine uygulanmıştır. Bu nedenle
MESFET'in eşdeğer devre elemanları
( C g s , g m , R d s ) LO işaretiyle peryodik
olarak değişirler.
Bir
savaktan
pompalamalı karıştırıcıda C a s doğrusal
bir eleman olarak kabul edilebilir. Bu
analizde gm en etkin doğrusal olmayan
eleman kabul edilmiş ve R d s yerine
zaman ortalama
alınmıştır.
değeri
olani?^
g m (t) nin frekans harmonikleri Fourier
analizi ile aşağıdaki gibi ifade edilebilir:
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 533 -
Şekil 3'deki gm ve R^ (2) bağıntısından
aşağıdaki gibi bulunabilir:
ı -ı
'n = —ff ***»
Vd't'
"(3)
v
'g s'(t) , d's'(f) ve Vg,d,(t) nin dalga
şekilleri
Microvvave
Harmonica
programıyla
v
belirlenmiştir.
g m (t) nin Fourier
katsayıları
AFD
(Ayrık
Fourier
Dönüşümü) veya HFD (Hızlı Fourier
Dönüşümü) kullanılarak hesaplanabilir.
Şekil-2 MESFET'in doğrusal olmayan
modeli
Şekil 2'deki akım kaynağı ij aşağıdaki gibi
yazılabilir [4]:
id, = p (1 • X VJV) tanh (<x K,,,,) ( 7 f V - Kr)2 (2)
Burada a, (3, X ve VT FET'in
parametreleridir. Bu parametreler bir
bilgisayar
optimizasyon
programında
Rosenbrock algoritmasını kullanarak eğriuydurumu tekniğiyle hesaplanmıştır.
İki hatlı tasanmdaki amaç, IF çıkış
akımlannın verilen bir RF işareti için her
MESFET'in
savağına
aynı
fazda
gelmesidir. LO işaretinin dalga boyu,
savak hattındaki
ikinci
harmonik
pompalama nedeniyle geçit hattındaki RF
işaretinin dalga boyunun yaklaşık iki
katına eşittir.
Savak hattındaki
endüktansların
gerçeklenmesinde
kulanılan mikroşerit hatların uzunluğu,
geçit hattındakileri göre iki kat olmalıdır.
Bu şartlar altında şekil 3'deki K. FET'in
C^'e karşı gelen gerilimi aşağıdaki
şekilde ifade edilebilir [6].
'ek
_
1/2
"
'RF
ı-
U,
O).
(4)
Burada Yg=ot.g j$g geçit hattındaki yayının
fonksiyonudur. <>„ ve /? her bölüm için
zayıflatma ve faz" kay maşıdır. u$j giriş
+
frekansı, ug=
geçit devresi radyan
R C
i gs
ŞekiI-3 MESFET'in yaklaşık doğrusal
modeli
kesim frekansı u»c=2ırfc hatlann radyan
kesim frekansı. Hatlann faz hızlannın
eşit olması gerektiğinden hatlann kesim
frekanslan da aynı olmalıdır.
Bu
nedenle,
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 534 -
(5)
olmalıdır. Burada C a s = C d s + C p (Şekil 1).
K. FET'in akım iradesi yaklaşık olarak
aşağıdaki gibi verilebilir:
CC (cB)
• 70 MH2
• pe'ı m»nı u |
-1.
•i-3-
»o
E gL
D
V w f (r)ex
(^RF
.
2
\ "i
1/2
Şekil-4 Kuramsal ve deneysel
dönüştürücü kazancı değişimi
l-jarctan(
-J
2
1 (<»RF]
(6)
K. akım üretecinin IF bileşeni (6)
bağıntısının frekans katlaması ve fIF
(% = ^RF"-^Lo) katsayısının seçimine göre
elde edilebilir.
Her FET'ten savak hattına doğru yayılan
tüm IF akımlarının vektörel toplamı: I I F
olduğuna göre, AF gücü;
(7)
verilmektedir. Giriş ve çıkış hatları ve
kutuplama devreleri burada açıkça
görülmektedir.
Devrenin davranışı
bilgisayar optimizasyonunda elde edilene
göre daha kötüdür (Şekil 4). Bu durum,
FET lerin dışardan taban üzerine
lehimlenmesi ve devre üzerinde kullanılan
diğer elemanların ideal olmayışlarından
ileri gelmektedir. Devre MMIC formda
gerçekleştirilmesi durumunda daha iyi bir
davranış göstereceği beklenir.
IF —
Load
olarak yazılabilir.
Zj-, AF için yük
empedansıdır. Verilen bir RF gücü için,
/ P. \
dönüştürme kaçancı dB olarak 10log —P
bağıntısından hesaplanmıştır.
\ KF)
Şekil-5 Uygulamada gerçeklenen devrenin
maskesi
III. SONUÇLAR:
Optimum sonuçları kullanarak üç katlı bir
dağılmış
parametreli
karıştırıcı
gerçekleştirilmiştir ve 2-12 GHz frekans
aralığında T 0,5 dB dönüştürme kazancı
elde edilebileceği görülen karıştırıcının
yapısı şekil l'de gösterilmektedir. Devre
Duroide 5880 taban (e R =2,2, h*0,4 mm)
üzerinde gerçeklenmiştir. Devrenin film
baskısı, gerçek ölçülerde şekil 5'de
KAYNAKÇA
[1] Tang, O.S.A. and Aitchison, C.S.,
"A
Very
Wide-Band
Microwave
MESFET Mixer Using the
Distributed Mixing Principle", IEEE
Trans. on Microvvave Theory and Tech.,
vol. MTT-33, No. 12, pp. 1470-1478,
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
• 535 -
Dec. 1985.
[2] DEGENFORD, E., CHOMN. M.,
NEWMAN, A., "Harmonic Mixing With
an AntiparaJle Diode Pair", IEEE Trans. on
Microvvave Theory and Tech., Vol. MTT23, No.8, pp. 667-673, Aug. 1975.
[3] PALAMUTÇUOĞLU, O., "Second
Harmonically Pumbed MESFET Mixer",
Proceeding of the 8th Colloquium on
Microvvave Communication, Budapest, pp.
237-238, 1986.
[4]
DARSINOOIEH,
A.
H.,
PALAMUTÇUOĞLU, O., "Nonlinear
Analysis of Subharmonicaily Drain
Pumped Mixer", IEEE MTT-S, European
Topical Congress on Technologies for
Wireless Applications, pp.35-39, Turin,
Italy, Nov. 1994.
[5] ROSARIO, M., FREIRE, J., "Design
Technique for MESFET Mixer for
Maximum Conversion Gain", IEEE Trans.
on Microvvave Theory and Tech., Vol. 38,
No. 12, pp. 1972-1979, Dec.
1990.
[6] BEYER, J.B., PRASAD, S.N.,
"MESFET Distributed Amplifıer Design
Guidelines", IEEE Trans. on Microvvave
Theory and Tech., Vol. MTT-32, No.3,
pp. 268-275, March 1984.
Osman PALAMUTÇUOĞLU'nın Özgeçmişi
1946 yılında İzmir'de doğdu
Yüksek Lisans
eğitimini 1971 yılında İ T Ü . Elektrik Fakültesi
Zayıf Akım Kolu'nu bitirerek tamamladı. Ayni yıl
NATO Yurt Dışı Doktora Burs Sınavı'nı
kazanarak Doktora çalışması için İngiltere'de
Bradford Universitesi'ne girtı ve bu çalışmasını
1974 yılında tamamladıktan sonra 1 yıl ayni
üniversitede araştırmacı olarak çalıştı.
1976 yılı
başında İ.T.Ü. Mühendislik- Mimarlık Fakültesi
Elektrik Bölümü'nde Dr. Asistan olarak çalışmaya
başladı. Ayni Fakülte'de 1981 yılında Doçent
unvanını aldı ve
1982 yılında İ.T.Ü ElektrikElektronik Fakültesi Elektronik ve Haberleşme
Müh. Bölümü Elektronik Anabılim dalı kadrosuna
katıldı. Ayni yıl Uludağ Üniversite'si Mühendislik
Fakültesi'nde iki yıl için görevlendirildi ve 1984
yılında eski görev yerine döndü. 1988 yılında Prof.
unvanını aldı ve halen burada öğr. üyesi olarak
görevini sürdürmektedir Prof. Palamutçuoğlu
Aselsan Elektronik Harp ARGE laboratuarlarında.
TÜBİTAK
MAM
Elektronik
Bölümü
ve
TELETAŞ
Radyo
ARGE
laboratuarlarında
danışman olarak görev aldı ve değişik projeler
üzerinde çalıştı. Genelde. Mıkrodalga ve Yüksek
Frekans devre ve sistem tasarımları üzerine
uzmanlaşmış bulunan Prof. Palamutçuoğlu'nun
Uluslararası dergilerde
yayınlanmış 6 adet
makalesi ve değişik Uluslararası ve Ulusal kongre
ve seminerlerde sunulmuş ve basılmış çok fazla
sayıda tebliği bulunmaktadır. Prof. Palamutçuoğlu
evli ve 4 çocuk babasıdır.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 536 -
DÜŞÜK DİSTORŞİYONLU ANALOG ÇARPMA DEVRELERİ
GERÇEKLEŞTİRİLMESİNE YÖNELİK YENİ BİR TOPOLOJİ
>uzhan Çiçekoğlu
H. Hakan Kuntman
Boğaziçi Ü., M.Y.O. Elektronik Prog.
80815 Bebek-Istanbul
İ.T.Ü., Elektrik-Elektronik Fakültesi, 80626
Maslak-Istanbui
2.
ÖZET:
Bu çalışmada analog çarpma devresi
temel yapı taşı Gilbert dörtlüsü harmonik
distorsiyon açısından incelenmiş, analizlerde
doğru gerilim transfer fonksiyonunun seri
açılım metodu kullanılarak minimum
distorsiyon şarü için eleman değerleri ve
çalışma noktası bulunmuştur. Çalışmanın
ışığında dörtü üzermde yüksek doğruluklu
çarpmaya yönelik değişiklikler yapılması
önerilmiştir
GİLBERT DÖRTLÜSÜ
Bipolar geçiş iletkenliği tekniğini
kullanan dört kadranlı analog çarpıcıların
yapı taşı Gilbert dörtlüsü iki adet akım çatalı
/I/ çıkışının çapraz bağlanması sonucu elde
edilmektedir. Elde edilen devrenin blok
şeması Şekil: 1 ve gerçekleştirilmesi Şekil: 2
de verilmiştir. Devrede görülen baz, emetör
ve kollektör dirençleri, gövde dirençleri ve
dış dirençler toplamını temsil etmektedir ve
yapılan analizin genel olması bakımından
dahil edilmişlerdir. Devrenin analog çarpma
yapması için gereken iki girişten birisi v.
gerilimi diğeri / 0 1 -
1. GİRİŞ:
fark akımıdır.
ICAI
Birçok
devre
ve
sistem
uygulamalarında iki giriş sinyalinin doğrusal
çarpımı ile orantılı bir analog işarete
gereksinim duyulmaktadır.
Doğrusallık, bir çarpma devresinin
gerçeğe yakm sonuç vermesini etkileyen
önemli faktörlerden birisidir. Doğrusal
olmama harmonik distorsiyonu ise bir
elektronik devrede doğrusal olmamanın bir
ölçüsüdür.
Kazanç
kontrollü
kuvvetlediricilerde ve analog çarpma
devrelerinde çıkış sinyalinin doğruluğunu
etkilmesi bakımından doğrusal olmama
harmonik
distorsiyonu
önemli
bir
performans kriteridir.
Analog çarpma teknikleri içinde
çalışma bandı genişliği de göz önüne
almdığmda değişik çarpma teknikleri içinde,
doğrusal geçiş iletkenliği tekniği ve bu
tekniği kullanan Gilbert dörtlüsü ön plana
çıkmaktadır.
02
Şekil: 1 Bazdan sürülen Gilbert Dörtlüsü
\'OUT2
'OUTİ
'EE
"VEE
Şekil: 2 Bazdan sürülen Gilbeit Dörtlüsü
gerçekleştirilmesi
Akım çatallarının akım bölme oram v. nin
doğrusal bir fonksiyonu ise dörtlü aşağıdaki
bağıntıya uygun şekilde dört kadranlı analog
çarpıcı olarak kullanılabilir
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 537 -
Burada v( ve /„ giriş değişkenlerini, k
<,3 = / t ' o 0 - V , ^ ) = £ ^ ( 7 ^ - ^ , ^ ) v,"(3.9b)
kazanç katsayısını ve /^ da çıkış değişkenini
vermektedir.
Çıkış değişkeninin (2.1)
bağıntısı ile verilen ideal değerden sapma
miktarı
çarpıcmm
doğruluğunun
bir
ölçüsüdür. Bu sapma büyük ölçüde akım
çatallarının doğrusal olmama durumuna
bağlıdır.
Aşağıdaki
bölümde
çarpıcı
çıkışındaki doğrusal olmama kaynaklı
harmonik distorsryon için analiz sonuçlan
verilmiştir.
Önceki bir çalışmada yüksek doğruluklu
3.
modelle 12,31 hesaplanan /1,4/ ters seri
açılımları
kullanılarak,
Denklem 3.8 ve 3.9 dan
DİSTORSIYON ANALİZİ
SONUÇLARI
n-l
Küçük işaret çıkış akımı /<* bir yük direnci
Şekil: 2 de verilen devre için aşağıdaki
RL
bağıntılar yazılabilir
üçüncü
•CA = >a + 'a = I&Q +'.-. + ^C3<2 + '.-3 = !CAQ +'.-. VV
distorsiyonlar için v0 çıkış geriliminin tepe
Ki = AhvVOVCEXQ)
i
=_/
(3-2)
=-J[i fv,,V
)
(3.3)
üzerinden
gerilime
harmonik
dönüştürühırse,
distorsiyonu
küçük
değeri olmak üzere /!/,
#As—ı
4 e,
ve
-Î2-v n 2 (3.12)
4 e,
Devre topolojik olarak simetrik oluşundan
ve denge durumunda loıç = Io2Q kullanılırsa
'Oı = ^OÖ+'OI
(3-5a)
'WOÖ-'OI
(3-5b)
(3.5) ile ve denge durumunda VCEQ\ = VCBQ*,
denklem 3.2 ve denklem 3.3 şu şekle gelir
/ __/ =-J[I -i^v^Vas)
(3.7)
ve küçük işaret çıkış akımı iM, denklem 3.6
ve 3.7 den
Bu
durumda
gerekmektedir,
dolayı
çift
harmonik
üretmemektedir,
toplam harmonik distorsiyonu pratik olarak
üçüncü harmonik distorsiyonu tarafından
belirlenmektedir.
Ters -.seri
dönüşüm
formülleri III vasıtasıyla an ve cn ler bn ve dn
ler cinsinden yazılırsa,
_
1
(3.13)
Denklem 3.13 te bH ve dn ler 3.14-3.17
ifadeleri ile verilmiştir. \HD,\ ün kutuplama
aşağıdaki
seri
açılımları
noktası ve Rç ile değişimini gösteren üç
boyuthı bilgisayar grafiği ve kontür grafik
Şekil: 3 ve Şekil: 4 te görülmektedir.
Grafiklerde termal gerilim Fr=26mV. ve
transistor parametreleri (BlOl transistoru)
P=240, A/=0.07, AM).575 dir.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 538 -
'oe^'01
16
~ VT
'CEQ
J
FO
CEQ
Ri
.15.
•'op
OQ
l
'Ol
'
CEQ
T777
-2) J+
C£O
PF
CEÇ
5.
6000
Sekil:3 \HD,\ ün RQ ve V B I A S ile değişimi Vo =500mV.
0
1OOO2OOO30O040CO50006000700O
Sekil:4 \tlD I ün Rç ve V g j ^ ile değişimi ("koyu renkli
bölgeler düşük distorsiyonu temsil etmektedir)
(.V-
CEÇ
2>
Rr-
DENEYSEL DOĞRULAMA VE
TARTIŞıMA
Türetilen ifadelerde tanh-tipi doğrusal
olmama durumu (giriş devresindeki doğrusal
olmama), Early olaymm etkisi (çıkış
devresindeki doğrusal olmama), baz,
emetör, kollektör dirençlerinin etkileri,
çalışma
noktasının
ve
transistor
parametrelerinin etkileri görülmektedir.
İfadeler basitlikten uzak oldukları için
ifadelerin kullanım metodu olarak iki ve üç
boyutlu bilgisayar grafikleri ve kontür
grafikler çizdirilme yoluna gidilmiştir. Bu
grafikler üzerinden tasarım kriterleri göz
önüne alınarak uygun eleman değerleri ve
çalışma
noktalarının
seçilmesi
önerilmektedir. Bu grafiklerin değişik
transistor kullanıldığında
farklı
devre
parametre setleri için verilen denklemlerden
yeniden çizdirilmesi ve sonuca gidilmesi
önerilmektedir. Elde edilen bilgisayar
grafiklerinde |//D,| ün Rc ve kutuplama
noktası ile değiştiği ve belli Rç kutuplama
noktası çiftleri için sıfir geçişi olduğu
görülmüştür.
Sonuçların
gerçeğe
uygunluğunu araştırmak amacıyla Şekil: 5 te
görülen devre kurulmuş, çeşitli Rç değerleri
için
VBL-IS
değiştirilerek
distorsiyon
ölçümleri yapılmıştır.
Deneyde B101
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 539 -
transistoru kullanılmış ve 500mV. çıkış
değeri için ölçü yapılmıştır.
Distorsiyonun sıfır geçişi yaptığı kutuplama
noktasmm teorik sonuca çok yakm çıktığı
gözlenmiştir. Şekil: 6 da teorik hesap, ölçü
ve
simulasyon
151
sonuçlanmn
karşüaşürlması verilmiştir.
distorsiyon
şartmı
yerine
getirecek
değişiklikler yapılması önerilmiştir. Gerek
harmonik ve gerekse intennodülasyon
distorsiyonunu doğru gerilim transfer
fonksiyonunun
seri
açıhmmdaki
katsayılanyla ile ilişkili olduğundan düşük
harmonik distorsiyonu intennodülasyon
distorsiyonunun da düşük olmasına yol
açacaktır. Önerilen değişikliklerle elde edilen
topolojilerin
gerçekleştirilmesiyle
devre
tasanmcısmm yeni olanaklar elde edeceği,
düşük hannonik ve intennodülasyon
distorsiyonlu
çarpma
devreleri
oluşturabileceği açıklar.
KAYNAKLAR:
Şekil 5 Deney düzeneği
-20-j
1
\
-40-j
m
1
Teori R C =6.3K R( = 40 Ûhms
Olcu
f=IKHz.
Olcu
f= 11KHz.
Simulasyon 1=1 KHz.
1
4
-ao:
4
6
3
10
12
14
:6
Vbios (V)
Şekil: 6 Teori Simulasyon ve Ölçü sonuçlarının
karşiaştınlmadsı
6. SONUÇ:
Bu çalışmada analog çarpma devresi
temel yapı taşı fark kuvvetlendiricisi için
yapılmış olan /4,6/ ve klasik Gummel-Poon
modeli çözümünde ortaya çıkmayan
distorsiyon özelliklerini içeren çalışmanın /4/
sonuçlan kullanılarak quad yapı için analitik
bağıntılar elde edilmiştir. Hesaplanan analitik
bağmtüann ışığında
Gilbert
dörtlüsü
üzerinde modülasyon ve çarpma devresi
uygulamalarında kullanılabilecek minimum
IV Çiçekoğlu O., Novel Modiflcations on Analog
MnltipUer Structores ta Reduce Nonlinear Harmonic
Distortion in Variable Gain Ampliflen, Doktora Tezi
(İT.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsüne teslim edilmiştir).
1995, istanbul.
IV Leblebici D., Geliştirilmiş bir Ebers-Moü Modeli,
Rapor 80-14. İ.T.Ü. Elektrik Fakültesi, Elektronik ve
Yüksek Frekans Tekniği Kürsüsü, 1980
/3/ Kontman H., Novd modiflcarion on SPICE BJT
model to obuin extended accuracy, BEE Proc Pt. G..
Vol. 138, pp.673-678,1991
14/ Çiçekoğlu O., Kontman H., A Novel Approach to
the Calcolation of Harmonic Distortion CoefTIcients in
BJT DlfTerential Amp üflen. Mlcroelcctronics
JonnıaL Ebevier Science PubUshers, Vol.25 (1994)
pp.293-299
ISI Tekdemir E.L, Kuntman H.. Impiementation of a
novel BJT model into the SPICE simulation program
to obtain extended accuracy, International Journal of
Electronics. Vol. 75, No.6, pp.1185-1199,1993
161 Çiçekoğlu O., Kuntman H., Distortion Anarysis in
Emitter-Driven Variable-Gain Pairs, Proceedings of
the
Stith
International
Conference
on
Mlcroelectronics ICM-94. pp. 240-243, September
1994, istanbul.
Oğuzhan Çiçekoğlu 1963 yılında istanbul'da doğdu.
1981 yılında istanbul Erkek Lisesi'ni, 1985 yılında
Boğaziçi
Üniversitesi
Elektrik-Elektronik
Mühendisliği Bölümünü bitirdi. 1988 yılında aynı
bölümde yüksek lisans öğrenimini tamamladı. Aynı
yü LT.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsünde Doktora
öğrenimine başladı. 1988-1991 yıllan arası Boğaziçi
Üniversitesi Bilgisayar Mühendisliği Bölümünde
araştırma görevlisi olarak çalıştı. 1991 yılında B.Ü.
Meslek Yüksekokulu'nda iğretim görevlisi oldu.
Halen aynı birimde Müdür Yardımcısı olarak
görevini sürdürmektedir. Ügi alanları içinde analog
tümdevreler ve düşük distorsiyonlu devre tasarımı
yer almaktadır.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 540 -
BİPOLAR TRANZİSTORLU GEÇİŞ İLETKENLİĞİ
KUVVETLENDİRİCİLERİNDE LİNEER OLMAMA DİSTORSİYONU
HAKKINDA
Sadri OZCAN
Adem CENGİZ
H. Hakan KUNTMAN
UU Elektrik Elektronik Fakültesi
80626 Maslak. İstanbul
ÖZET
Bu çalışmada yaygın olarak kullanılan
BJT geçiş iletkenliği kuvvetlendiricisi yapış
(OTA elemanı) lineerlik yönünden ele alınmış,
yapılan simulasyon sonucu RLCJ lineerleştinne
direncinin değiştirilmesi ile toplam harmonik
distorsiyonunun
değiştiği
gözlenmiş
ve
optimum bir Rus(opt) değerinde distorsiyonun
minimum olduğu ortaya çıkarılmıştır.
GİRİŞ
OTA
çeşitli
elektronik
devre
uygulamalarında
yaygm
kullanım
alanı
bulmaktadır.
Başlıca
uygulama
alanları
arasında, sıcaklık-gerilim çeviriciler, acaklıkfrekans çeviriciler, çoğullayıcı devTeler, analog
çarpma devreleri, akım kontrollü gerilim
kuvvetlendiricileri örnekleme-tutma devreleri
vb sayılabilir.
OTA elemanı kolektör akımları, bir ya
da daha fazla sayıda akım aynası tarafından
sağlanan
bir
fark
kuvvetlendiricisinden
oluşmaktadır. Bu nedenle girişe uygulanan
gerilimle orantılı bir çıkış akımı elde
edilebilmektedir. Giriş büyüklüğünün gerilim,
çıkış büyüklüğünün de akım olması nedeniyle,
giriş ve çıkış dirençleri büyük değerli, ideal
halde sonsuz olur. Fark kuvvetlendiricisinin
çalışma noktası kontrol edilebilir kuyruk akımı
(IABC) üe ayarlanabilir. Böylece OTA nın eğimi
istenilen bir değere getirilebilir.
Filtre
tasarımında bu özellikten yararlanılabilir [1].
Bu özellik diğer faktörlere de bağlı olarak filtre
karakteristiğinde 3 ila 6 dekad arası bir kontrol
edilebilirlik sağlamaktadır.
Bir OTA nm giriş gerilimi-çıkış akımı
tanım bağıntısı lineer değildir, BJT OTA
yapılarında tanh fonksiyonunu izler, bu
nedenle VD fark giriş gerilimi belli sınırlar
içerisinde kalmak zorundadır. VD geriliminin
bu aralığm dışma çıkması durumunda lineer bir
geçiş iletkenliği elde edilemez. Bu nedenle,
daha büyük giriş gerilimleri ile doğrusal bir
şekilde
çalışabilmek
için
OTA'nm
lmeerieştirilmesi gerekir.
Yukarıda sözü edilen lineersizlik, OTA
nm iki lineerleştinne diyodundan ve bir akımgerilim çeviricisinden oluşan ters tanh devresi
ile sürülmesi halinde bütünüyle ortadan
kaldırılabilir [2].
Yüksek frekans performansının iyi
olması ve ayar edilebilir parametreye sahip
olmasından ötürü tercih edilen dolayısryle
yaygın biçimde kullanılan bir eleman olma
yolunda olan OTA nm C elemanları ile
oluşturulan aktif filtrelerde distorsiyon ve
sıcaklık duyarlığı önemli bir sorundur.
Bu çalışmada OTA nın lmeerieştirilmesi ile bu
sorunların büyük ölçüde çözümlenebileceği
gösterilmiştir [3].
Lineerleştinne direncinin
distorsiyona etkisi araştırılmış, belli bir
lineerleştirme direnci değerinde harmonik
distorsiyonunun minimum olduğu
ortaya
konmuş, bu şarû yerine getiren optimum RUN
direncinin belirlenmesinde izlenecek yollar
araştırılmıştır.
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 541 -
YAPILAN ÇALIŞMA
Pratikte kullanılan BJT li LM3600 ün iç yapısı
Şekil 1. de verilmiştir. OTA um çıkış akımı-
Şekil-2. Lineerleştirilnıiş BJT OTA devresi.
Şekil-2 de verilen OTA nm giriş gerilimi için
aşağıdaki bağıntılar yazılabilir:
S<ekiM. BJT OTA devresi.
gınş
gerilimi
bağıntısı,
tıpkı
kmvetlendiricilerinde olduğu gibi
değildir ve aşağıdaki abi ifade edilir:
{v \
fark
lineer
V»
(1)
R
(4)
us
yazılabileceğinden,
Bu bağıntı nedeniyle VD gerilimi belli değerleri
aşamaz. Bu sınır değerler -2VT <V D <2V T
aralığında kalmalıdır. (1) bağıntısı senye açılır,
yüksek dereceli terimler atılırsa, yukarıda
verilen aralık içinde OTA run eğimi aşağıdaki
abi ifade edilir.
(2)
Burada Vr ısıl gerilimi göstermektedir. Geçiş
iletkenliğinin sıcaklığa bağlı olması ise sorun
olmaktadır. Isıl bakımdan kararlı devrelerin
gerçekleştirilmesi isteniyorsa bu sakıncanın
önüne geçilmesi isteniyorsa bu sorunun
giderilmesi gerekir.
Daha büyük giriş gerilimleri ile
doğrusal bir şekilde çalışabilmek için OTA nın
lineerieştirilmesi gerekmektedir. Bu lineersızlik
Şekıl-2 de verilen OTA nın iki lineerleştirme
diyodunun ve bir akım/gerilim çeviricisinin
oluşturduğu
ters
hiperbolik
devresiyle
sürülmesi sonucu hemen hemen bütünüyle
ortadan kaldırılabilir.
VD = 2. VT. arctan h.\
(5)
elde edilir. Bu bağıntı (1) de yerine konursa.
1(6)
bulunur. Bu bağıntı düzenlenirse,
/ ABC • ' IX
Ol,T
I .Rr,,-
(7)
elde edilir. Yapılan bu işlemlerden sonra OTA
nın lineer geçiş iletkenliği
h • Rus
(8)
biçiminde elde edilir. Giriş geriMminın değişim
aralığı RUN direnci ile ayarlanabilir. Bu aralık
- R U N IO < V ı N < Rt.iN lo
biçiminde verilir. Bu aralık aşılırsa Gm geçiş
iletkenlik değeri doğrusal olmaktan çıkar.
Çünkü VıN geriliminin yönüne bağlı olarak
lineerleştirme katındaki tranzistorlardan biri
doymaya diğeri de kesime gider. Bu yapı üstte
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 542-
verilen aralık içinde oldukça düzgün çalışır.
Ancak bu yapı kullanılırken dikkat edilecek
husus, devrenin RUN direncinin büyüklüğüne
bağımlı olarak giriş gerilimlerinin çok küçük
değerleri için duyarsızlaşmasıdır. Lineerleştirme işlemi sonucu elde edilen geçiş eğrisinin
idealden sapması sonucu bir lineerlik hatası
oluşur. Bu hata,
s=
bağıntısı ile hesaplanabilir. Lineerleştirilmiş ve
lineerleşririlmemiş devrelerde çeşitli IABC sabit
akımları için Gm eğiminin V^ giriş genlimiyle
değişimi Şekil-3 ve Şekil-4 de gösterilmiştir.
Lineeıleştirihniş OTA lı devreler düşük distorsiyonlu
düzenlerin
gerçekleştirilmesinde
kullanılabilir. Ayrıca Gm ifadesinde sıcaklıkla
ilgili bir terim bulunmadığından sıcaklık
duyarlığı en aza indirgenmiş olur. Bunun
yaııısıra büyük giriş gerilimleri ile çalışılabileceğinden işaret, gürültü oranı bakımından
da daha üstün hale gelir. Şekil -2 de giriş
devresine ilişkin çevre denklemi yazılırsa.
•^2=0
~VSE\
1S
bulunur.Burada Al, VıN geriliminin yönüne
bağlı olarak lı ve I: akımlarında oluşan artma
veya azalma miktarıdır. Lineerleştinne devTesı
tararından üretilen ters hiperbolik fonksiyonunun ideale yakın olabilmesi için Al-VtN
SOnv
9.
\
50m
/s-
40m
\\
^\
3Om
/
20m
/
/
Om
-100mV
0
- 5 0 m»
-
3mA
f
ıı
••
-A
200u
**c
KXJu
İm A
(9)
Gm(0).V1N
V
G.
300u
ov
50
mV
V,.
100
ŞekilO. Basit BJT OTA dev resinde çeşitli Luc sııbit
akımları için Cm eğiminin
VLN giriş gerilimiyle
değişimi
-12V
ov
-8V
8V
I2V
ŞekiW. LJneerleştiıilıuiş BJT OTA de\Tesiııde çeşitli I A S C
sabit akınılun için Cm eğinlinin V'c- giriş geriliıuivle
değişimi
değişiminin
doğnısal
ohnası
Yukandaki bağıntı düzenlenirse,
aerekir.
11 =
(10)
Ru\
elde edilir. Bu bağıntıdan AI-V^ değişiminin
doğrusal olabilmesi için R L [ N direncinin yeten
kadar büyük olması
yada küçük giriş
gerilimleri ile çalışılması gerektiği görülebilir.
O halde RUN direncinin büyük yapılması OTA
nın geçiş eğrisinde oluşan lineerlik hatasını
azaltacaktır.
RUN direnciniu büyük yapılması beraberinde
bazı sakıncalar getirir. Bu durumda devre
küçük giriş gerilimleri için duyarsızlasın Aynca
(8) bağıntısı ile elde edilebilecek Gm geçiş
iletkenlik değeri küçülür. RUN direncinin
büyütülmesi OTA nın giriş direncinin de
büyümesini sağlar. Girişteki liueerleştinne
katının sağlıklı çalışmasının RUN direncinin
büyük değerde tutulmasını
gerektirdiği
yukarıda belirtilmişti . Bu durumda ayın Gm
in elde edilebilmesi için (8) bağıntısına göre
IABC kontrol akımının arttırılması veya
I()
akımının azaltılması gerekmektedir. Bu ise
OTA nın geçiş eğrisindeki lineerlik hatasının
büyümesine yol açar.
Sözü edilen sorunlar nedeniyle Rı.^
direnci rastgele belirleuemez. Eğer düşük
distorsivonlu
ve
kararlı
devrelerin
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 543-
gerçeklenmesi isteniyorsa RUN direncinin
optimize edilmesi gerekir.
RUN direncinin rastgele seçilemiyeceği,
distorsiyon bakımından optimum bir değerde
tutulması gerektiği açıktır. RUN <opo direncinin
belirlenebilmesi için
toplam harmonik
distorsiyonunun (THD) RLıN ile değişimi
sabit Gm ler için izlenmiştir. Yapılan
simülasyonlar sonucunda
THD nunu
minimum yapan optimum direnç değerlen
belirlenmiştir. Bilgisayar simülasyoniarmda
SPICE 3C programı tercih edilmekle beraber
PSPICE programı
ile de distorsryon
bakımından
minimum
noktalar
elde
edilebilmektedir.
Lineerleştirilmiş OTA nın yapılan
simülasyonlan sonucu, farklı Gm ler için THDRUN değişimini gösteren eğriler çizilmiş ve
RtiNıopi) direnç değerleri belirlenmiştir. Sözü
edilen eğriler Şekil-5 de verilmiştir. Distorsryon
bakımından kritik çalışma noktasında bulunan
Qg ve Qn tranzistorleri Level=2, diğer deyişle
yüksek doğruluklu tranzistor modeli ile temsil
edilmiş, geri kalan tranzistorlar
Level=l
modeli ile modellenmiştir [4].
V, THO
1000
hiperbolik fonksiyonu ideale yaklaşmakta,
dolayisiyle THD küçülmekte ve belli bir değer
için minimum olmaktadır.
SONUÇ
Yapılan çalışmada elde edilen sonuçlar, düşük
distorsiyonlu,
yüksek
doğruluklu
geçiş
iletkenliği kuvvetlendiricilerinin tasarlanması
açısından önemli yenilikler getirmektedir. Giriş
geriliminin değişim aralığının olabildiğince
geniş olması, OTA larla gerçekleştirilen bir çok
uygulama için özellikle istenen bir durumdur.
Bu
açıdan
bakıldığında,
gerçekleştirilen
çalışmadan elde edilen sonuçların devTe
tasarımcısına yeni
olanaklar sağlayacağı
görülmektedir.
Kaynaklar
|1] Acar. C, Anday, F. and Kuntman. H.. On the
realization of OTA-C Tüten. International Journal of
Circuit Theory and Applications. 21. pp 331-341, 1993.
|2| BampeLT., Palotas.L. Entvvurf elektrisch steuerbarer
Fil ter mit Transkonduktanzverstaerkern. Frequenz. 47,
p.219.1993.
|3| Cengiz, A., OTA'da distorshoo ve OTA Ue adaptif
filtre tasannu. Lisans Tezi. İTÜ Elektrik-Elektronik
Fakültesi Elektronik ve Haberleşme Müh. Bol., 1994.
[4| Tekdetnir. E.t Kuntman. H.. Implementation of a
novel BJT model into the SPICE sünularioo program to
obtain eıtended accuracy. International Journal of
Electronics, 75. pp. 1185-1199. 1993
10000RLİN
Şekil-5. Sabit G m değerleri için THD-RUN değişimleri
Şekil-5 de görüldüğü gibi sabit Gm ler
için RUN arttırıldıkça THD azalmakta, belli bir
Rı.iN(opt) değeri için minimum olmakta ardından
hızla büyümektedir. RUN büyütüldükçe
lineerleştirme katı tarafından üretilen ters
ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ
- 544-