tc selçuk ünġversġtesġ fen bġlġmlerġ enstġtüsü dsp tabanlı paralel
advertisement
T.C. SELÇUK ÜNĠVERSĠTESĠ FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ DSP TABANLI PARALEL AKTĠF GÜÇ FĠLTRESĠ ĠLE HARMONĠK VE REAKTĠF GÜÇ KOMPANZASYONU Hasan Hüseyin MUTLU YÜKSEK LĠSANS TEZĠ Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı Mart-2011 KONYA Her Hakkı Saklıdır TEZ KABUL VE ONAYI Hasan Hüseyin MUTLU tarafından hazırlanan “DSP Tabanlı Paralel Aktif Güç Filtresi Ġle Harmonik ve Reaktif Güç Kompanzasyonu” adlı tez çalıĢması 04/03/2011 tarihinde aĢağıdaki jüri tarafından oy birliği ile Selçuk Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı‟nda YÜKSEK LĠSANS TEZĠ olarak kabul edilmiĢtir. Jüri Üyeleri Ġmza BaĢkan Doç Dr. Mehmet CUNKAġ DanıĢman Yrd. Doç Dr. Osman BĠLGĠN Üye Yrd. Doç Dr. Ömer AYDOĞDU Yukarıdaki sonucu onaylarım. Prof. Dr. Bayram SADE FBE Müdürü Bu tez çalıĢması BAP tarafından 10201031 nolu proje ile desteklenmiĢtir. TEZ BĠLDĠRĠMĠ Bu tezdeki bütün bilgilerin etik davranıĢ ve akademik kurallar çerçevesinde elde edildiğini ve tez yazım kurallarına uygun olarak hazırlanan bu çalıĢmada bana ait olmayan her türlü ifade ve bilginin kaynağına eksiksiz atıf yapıldığını bildiririm. DECLARATION PAGE I hereby declare that all information in this document has been obtained and presented in accordance with academic rules and ethical conduct. I also declare that, as required by these rules and conduct, I have fully cited and referenced all material and results that are not original to this work. Hasan Hüseyin MUTLU Tarih: 25.03.2011 ÖZET YÜKSEK LĠSANS TEZĠ DSP TABANLI PARALEL AKTĠF GÜÇ FĠLTRESĠ ĠLE HARMONĠK VE REAKTĠF GÜÇ KOMPANZASYONU Hasan Hüseyin MUTLU Selçuk Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı DanıĢman: Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN 2011, 99 Sayfa Jüri Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN Doç Dr. Mehmet CUNKAġ Yrd. Doç. Dr. Ömer AYDOĞDU Doğrusal olmayan yükler Ģebekeden hem reaktif güç hem de harmonik akım çekerler. Harmonikler üç fazlı sistemlerde nötr hattında aĢırı akıma ve dengesizliğe sebep olurlar. Reaktif güç, harmonik, dengesizlik, aĢırı nötr akımı ve gereksiz kapasite kullanımı sonucunda sistemin güç katsayısı ve verimi düĢer. Doğrusal olmayan yüklerin ortaya çıkardığı güç kalitesi problemlerinin çözümünde geleneksel olarak pasif filtreler ve kondansatörler kullanılır. Harmoniklerin filtrelenmesinde LC filtreler, reaktif gücün karĢılanmasında da kondansatörler kullanılır. Doğrusal olmayan yüklerin artması, güç kalitesi problemlerinin çözümünde geleneksel yöntemlerin yetersiz kalmasına neden olmuĢtur. Güç kalitesi problemlerinin çözümü için aktif güç filtreleri geliĢtirilmiĢtir. Paralel aktif güç filtresi (PAGF) harmonik akım ve reaktif güç kompanzasyonu için kullanılır. PAGF Ģebekeden çekilen harmonik akımlara eĢit ve zıt fazda akım ve çekilen reaktif güce zıt fazda reaktif gücü sisteme vererek kompanzasyon yapar. Bu çalıĢmada DSP tabanlı, gerilim beslemeli PAGF gerçekleĢtirilmiĢ ve akım kontrolü için yüke adaptif histerezis band yöntemi sunulmuĢtur. PAGF Matlab/Simulink programında modellenmiĢtir. Yapılan simülasyonlar ile PAGF‟nin performansı incelenmiĢtir. Anahtar Kelimeler: Aktif güç filtresi, harmonikler, reaktif güç, güç kalitesi. iv ABSTRACT MS THESIS HARMONIC AND REACTIVE POWER COMPENSATION BY USING DSP BASED PARALLEL ACTIVE POWER FILTER Hasan Hüseyin MUTLU THE GRADUATE SCHOOL OF NATURAL AND APPLIED SCIENCE OF SELÇUK UNIVERSITY THE DEGREE OF MASTER OF SCIENCE IN ELECTRICAL-ELECTRONICS ENGINEERING Advisor: Asst. Prof. Dr. Osman BĠLGĠN 2011, 99 Pages Jury Asst. Prof. Dr. Osman BĠLGĠN Assc. Prof. Dr. Mehmet CUNKAġ Asst. Prof. Dr. Ömer AYDOĞDU The nonlinear loads draw harmonic current and reactive power from mains. Harmonics could also draw excessive neutral current and cause unbalance in three phase systems. The reactive power, harmonics, unbalance, excessive neutral current and unnecessary capacity usage cause poor power factor and low system efficiency. Conventionally passive filters and capacitors are employed to solve the power quality problems which nonlinear loads cause to. LC filters are used to compensate the harmonics; capacitors are employed to compensate reactive power. Conventional methods used to solve power quality problems become unsatisfactory increasing the usage of nonlinear loads. To overcome these power quality problems, active power filters have been developed. Parallel active power filter (PAPF) is used to eliminate current harmonics and reactive power compensation. PAPF compensates system for injecting compensating currents which is opposite and equal to harmonic currents, and reactive power which is opposite and equal to drawn reactive power to system. In this study, DSP based, voltage feed PAPF is implemented and adaptive hysteresis band depend on load is proposed for current controlling. PAPF is modeled by using Matlab/Simulink software. PAPF performance is analyzed with performed simulations. Keywords: Active power filter, harmonics, reactive power, power quality. v ÖNSÖZ Doğrusal olmayan yüklerin kullanımının yaygınlaĢması ve gelecekte de bu kullanımın katlanarak artması elektrik iletim ve dağıtım sistemine ve bu sistemde bağlı diğer yüklere ciddi hasarlar verebilmektedir. Doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmonikler karĢısında pasif filtrelerin yetersizliğinden dolayı yeni çözümlerin bulunması kaçınılmaz hale gelmektedir. Bu çalıĢmada DSP tabanlı paralel aktif güç filtresinin akım kontrolü için yüke adaptif histerezis bant akım kontrol tekniği sunulmaktadır. Önerilen kontrol tekniği kullanılan paralel aktif güç filtresinin Matlab/Simulink programında modeli oluĢturularak, farklı devre parametreleriyle yapılan simülasyon sonuçları ile klasik histerezis band akım kontrol yöntemi karĢılaĢtırılmaktadır. Önerilen yöntemin pratik performansının görülebilmesi için paralel aktif güç filtresi prototipi gerçekleĢtirilmiĢtir. Tez çalıĢmalarım süresince öneri ve yardımları ile beni destekleyen danıĢmanım Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN‟e, her türlü desteklerini benden esirgemeyen anne ve babama ve her zaman yanımda olan eĢime teĢekkür ederim. Hasan Hüseyin MUTLU KONYA-2011 vi ĠÇĠNDEKĠLER ÖZET .............................................................................................................................. iv ABSTRACT ..................................................................................................................... v ÖNSÖZ ........................................................................................................................... vi ĠÇĠNDEKĠLER ............................................................................................................. vii SĠMGELER VE KISALTMALAR ............................................................................... x 1. GĠRĠġ ........................................................................................................................... 1 2. KAYNAK ARAġTIRMASI ....................................................................................... 3 3. HARMONĠK KAYNAKLARI VE GÜÇ SĠSTEMĠNE ETKĠLERĠ ...................... 5 3.1. Doğrusal Olmayan Yükler ..................................................................................... 9 3.2. Harmoniklerin Güç Sistemine Etkileri ................................................................ 15 3.2.1. Sistem gerilimine etkisi ................................................................................ 15 3.2.2. Ġletkenlere etkisi ............................................................................................ 18 3.2.3. Üç faz nötr iletkenlerine etkisi ...................................................................... 18 3.2.4. Trafolara etkisi .............................................................................................. 19 3.2.5. Motor ve jeneratörlere etkisi ......................................................................... 20 3.2.6. Kondansatörlere etkisi .................................................................................. 20 3.2.7. Elektronik cihazlara etkisi ............................................................................ 20 3.2.8. Sistem güç faktörüne etkisi ........................................................................... 21 4. AKTĠF GÜÇ FĠLTRELERĠNĠN SINIFLANDIRILMASI ................................... 23 4.1. Sistem Konfigürasyonuna Göre Sınıflandırma .................................................... 25 4.1.1. Paralel aktif güç filtreleri .............................................................................. 25 4.1.2. Seri aktif güç filtreleri ................................................................................... 26 4.1.3. Hibrit aktif/pasif güç filtreleri ....................................................................... 26 4.1.4. BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri ..................................................... 28 4.2. Güç Devresine Göre Sınıflandırma...................................................................... 29 4.3. Kontrol Tekniğine Göre Sınıflandırma ................................................................ 30 4.3.1. Zaman domeni kontrol teknikleri ................................................................. 31 4.3.2. Frekans domeni kontrol teknikleri ................................................................ 32 vii 5. REFERANS AKIM BULMA YÖNTEMLERĠ ...................................................... 33 5.1. Anlık Reaktif Güç Teorisi.................................................................................... 33 5.2. Senkron Denetim Kontrolü .................................................................................. 43 5.3. Senkron Referans Yapı Tabanlı Kontrol ............................................................. 43 6. AKIM KONTROL YÖNTEMLERĠ VE ÖNERĠLEN ADAPTĠF HĠSTEREZĠS BAND (AHB) AKIM KONTROL YÖNTEMĠ .......................................................... 44 6.1. Histerezis Bant Akım Kontrolü ........................................................................... 44 6.2. Doğrusal Akım Kontrolü ..................................................................................... 47 6.3. Sayısal Ölü-Bant Kontrolü................................................................................... 47 6.4. Önerilen AHB Akım Kontrolü ............................................................................ 48 7. AHB AKIM KONTROLLÜ PAGF’NĠN MATLAB’DA SĠMÜLASYONU ....... 50 7.1. 3 Fazlı Sistemden 2 Fazlı Sisteme DönüĢüm....................................................... 50 7.2. Anlık Güçlerin Hesaplanması .............................................................................. 51 7.3. DA Kondansatör Gerilimi Kontrolü .................................................................... 51 7.4. Harmonik ve Reaktif Kompanzasyon Ġçin Gerekli Güç BileĢenleri.................... 51 7.5. 3 Fazlı Sistemde Kompanzasyon Akımlarının Hesaplanması ............................. 52 7.6. Evirici Anahtarlama Sinyallerinin Üretilmesi ..................................................... 52 7.7. PAGF Güç Devresi .............................................................................................. 54 7.8. Doğrusal Olmayan Yük ....................................................................................... 55 7.9. PAGF‟nin Simülasyonu ....................................................................................... 55 7.9.1. Klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonu .......................... 56 7.9.2. Adaptif histerezis band (AHB) akım kontrollü PAGF simülasyonu ............ 63 8. PAGF PROTOTĠPĠNĠN GERÇEKLEġTĠRĠLMESĠ VE DENEYSEL ÇALIġMALAR ............................................................................................................. 71 8.1. Akım Ölçüm Katı................................................................................................. 73 8.2. Gerilim Ölçüm Katı ............................................................................................. 77 8.3. DA Gerilim Ölçüm Katı ...................................................................................... 80 8.4. DSP Katı .............................................................................................................. 81 8.5. Güç Katı ............................................................................................................... 84 8.6. Yük Katı ............................................................................................................... 86 8.7. Koruma Katı ........................................................................................................ 87 9. PAGF PROTOTĠPĠ KATLARINDAN ALINAN DENEYSEL SONUÇLAR .... 89 viii 10. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIġILMASI ........................................... 94 KAYNAKLAR .............................................................................................................. 96 ÖZGEÇMĠġ .................................................................................................................. 99 ix SĠMGELER VE KISALTMALAR Simgeler a-b-c : a,b,c koordinat sistemi αβ : α-β koordinat sistemi Cda : DA tarafı kondansatörü fa : Anahtarlama frekansı H : Harmonik güç ica : a fazı kompanzasyon akımı icb : b fazı kompanzasyon akımı icc : c fazı kompanzasyon akımı if : Paralel aktif güç filtresi akımı ifa : Paralel aktif güç filtresi a fazı akımı ifα : Paralel aktif güç filtresi akımlarının α bileĢeni ifβ : Paralel aktif güç filtresi akımlarının β bileĢeni is : Üç fazlı kaynak akımları ish : Harmonik akım in : Nötr akımı iα : Yük akımlarının α bileĢeni iβ : Yük akımlarının β bileĢeni icα : Kompanzasyon akımı α bileĢeni icβ : Kompanzasyon akımı β bileĢeni I : Akımın etkin değeri I1 : Akımın temel bileĢeni Ls : Kaynak endüktansı Ld : DA tarafı bobini Lh : AA tarafı bobini Lf : Aktif filtre bobini P3ϕ : Üç faz aktif güç pα : α ekseni anlık gücü pβ : β ekseni anlık gücü : anlık gerçek gücün DA bileĢeni : anlık gerçek gücün AA bileĢeni x : anlık gerçek gücün DA bileĢeni : anlık gerçek gücün AA bileĢeni : p‟nin rms değeri : q‟nun rms değeri P : Bir faz aktif güç Q3ϕ : Üç faz reaktif güç Q : Bir faz reaktif güç Rda : DA tarafı direnci S : Görünür güç S1..S6 : Evirici anahtarları t : Zaman t1 : Anahtarın kapalı kalma süresi t2 : Anahtarın açık kalma süresi TA : Anahtarlama periyodu V : Gerilimin etkin değeri Vda : Paralel aktif güç filtresinin DA tarafı gerilim Vs : Kaynak gerilimi vα : Kaynak gerilimlerinin α bileĢeni vβ : Kaynak gerilimlerinin β bileĢeni Vh : Harmonik gerilim Zs : Kaynak empedansı ω : Açısal hız (rad/s) ifa : a fazındaki hata xi Kısaltmalar AA : Alternatif Akım AHB : Adaptif Histerezis Band ARGT : Anlık Reaktif Güç Teorisi BGKD : BirleĢik Güç Kalitesi Düzenleyicileri DA : Doğru Akım DGA : Darbe GeniĢlik Ayarı HB : Histerisiz Band HBa : a Fazı Histerisiz Band GeniĢliği IGBT : Ġzole Kapılı Bipolar Transistör (Integrated Gate Bipolar Transistor) IVA : Imajiner Volt Amper PI : Oransal-Ġntegral Kontrol PAGF : Paralel Aktif Güç Filtresi PLL : Faz Kilitlemeli Döngü (Phase Locked Loop) PWM : Darbe GeniĢlik Modülasyonu (Pulse Width Modulation) SAGF : Seri Aktif Güç Filtresi SVM : Uzay Vektör Modülasyonu (Space Vector Modulation) THD : Toplam Harmonik Bozulum xii 1 1. GĠRĠġ Son yıllarda güç elektroniği elemanlarındaki anahtarlama ve kapasitelerin hızla geliĢmesi sonucunda, bu devre elemanlarının elektrikli cihazlarda ve endüstri alanında kullanımı oldukça yaygınlaĢmıĢtır. Güç elektroniği elemanlarının çalıĢma prensiplerine göre Ģebekeden çektikleri akımlar saf sinüzoidal değildir. Uygulanan gerilimle çekilen akım arasında doğrusal bir iliĢki olmayan devre elemanları doğrusal olmayan elemanlar olarak tanımlanır ve bu tip elemanları içeren yükler ise doğrusal olmayan yüklerdir. Bu yükler elektrik Ģebekesinden sinüzoidal olmayan akımlar çekerler. Sinüzoidal olmayan akımlar elektrik sistemlerinde istenmeyen etkilere sebep olurlar. Bu etkileri yok etmek ya da azaltmak için pasif filtreler ya da aktif filtreler kullanılabilir. Pasif filtreler günümüzde performans ve bazen boyut açısından çok verimli değildir. Aktif güç filtreleri harmonikleri bastırmanın yanında reaktif güç kompanzasyonu, gerilim regülasyonu gibi iĢleri de aynı zamanda yapabilmekte ve yük değiĢimine karĢı adaptasyon sağlayabilmektedir. Bu avantajları aktif güç filtreleri üzerine yapılan çalıĢmaları arttırmakta ve popüler bir konu haline getirmektedir. Günümüzde harmonik problemlerinin can sıkıcı hale gelmesinden dolayı standartlarla harmonik bozulumun belirli sınırlara getirilmesi amaçlanmaktadır. IEEE 519 standardına göre akım harmonik bozulumu %5, gerilim harmonik bozulumu ise %3 olarak belirlenmiĢtir. Aktif güç filtrelerinin temel çalıĢma prensibi güç elektroniği elemanlarını kullanarak doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmoniklerle aynı genlikte ve zıt fazda akımlar ve/veya gerilimler üretmek ve bu akımları ve/veya gerilimleri sisteme vermektir. Dolayısıyla güç elektroniği elemanlarının oluĢturduğu harmonikler yine güç elektroniği elemanları kullanılarak yok edilmektedir. Aktif güç filtrelerinin uygulanmasındaki en önemli problem harmoniklerin genlik ve açılarının bulunmasıdır. Bu durum sistemin hızının ve tepki süresinin uzamasına yol açmaktadır. Ancak senkron referans yapı, anlık reaktif güç teorisi, senkron denetim algoritması gibi öne sürülmüĢ olan teorilerle aktif güç filtrelerinin kontrolü daha kolay ve hızlı hale getirilmektedir. Anlık reaktif güç teorisi ilk kez Akagi tarafından öne sürülmüĢtür ve aktif güç filtrelerinin kontrolünde yaygın olarak kullanılmaktadır. Bu teori ile doğrusal olmayan yüklerin olduğu sistemde öncelikle güç bileĢenleri elde edilir. Daha sonra aktif ve 2 reaktif güçlerin DA ve AA bileĢenleri elde edilir ve bu bileĢenler aktif güç filtresinde yapılmak istenen iĢleme göre kullanılırlar. Bu çalıĢmada öncelikle harmonikleri oluĢturan doğrusal olmayan yükler üzerinde durulmakta ve harmoniklerin elektrik sistemine ve yüklere etkileri anlatılmaktadır. Daha sonra aktif güç filtrelerinin pasif güç filtrelerine göre üstünlüklerinden ve sınıflandırılmasından ve aktif güç filtrelerinde yaygın olarak kullanılan referans akım bulma yöntemlerinden anlık güç teorisi anlatılmaktadır. Bir paralel aktif güç filtresinin Matlab/Simulink programında modellenmesi yapılmıĢ ve modellenen sistemde klasik histerezis band akım kontrolünün performansı incelenmiĢtir. Bu yöntemde yükün azalması ile PAGF‟nin THD sınırlarını sağlayamadığı ya da yükün artması ile gereksiz anahtarlama kayıplarının arttığı gözlenmiĢtir. Bu problemin giderilmesi için adaptif histerezis band yöntemi önerilmiĢ ve bu yöntemin performansı incelenmiĢtir. 3 2. KAYNAK ARAġTIRMASI Tez konusu ile ilgili olarak yapılmıĢ çalıĢmalardan bazıları tarih sırasına göre aĢağıda verilmektedir. Akagi, H., (1984), gerilim ve akım harmoniklerinin olduğu sistemler için sürekli ve geçici durumlarda da geçerli olan anlık reaktif güç teorisini kullanan yeni reaktif güç kompanzasyon sistemi sundu. Bu çalıĢmada üç fazlı sistemler için yeni bir elektriksel büyüklük olan anlık sanal gücü tanımladı. Anlık reaktif gücün tanımı yaptı ve bu gücün fiziksel olarak anlamını açıkladı. ÇalıĢma deneysel olarak doğrulandı. Takeda, M., Ikeda, K. Teramoto A. ve Aritsuko T, (1988), doğrusal olmayan yüklerin harmonik ve reaktif gücünü, negatif faz akımı ve gerilim dalgalanmalarını kompanze eden paralel pasif ve paralel aktif güç filtresi önerdi. Önerilen sistem beĢ farklı kontrol yöntemi ile pratik uygulamalar üzerinde çalıĢtırıldı ve performans karakteristikleri analiz edildi. Bose, B. K., (1990), motor sürücü sistemlerinde gerilim beslemeli pwm evirici için adaptif histerezis band akım kontrol yöntemi geliĢtirdi. Bu yöntemle histerezis bant geniĢliğini sistem parametrelerine bağlı olarak dinamik bir Ģekilde değiĢtirerek modülasyon frekansını yaklaĢık olarak sabit bir değerde tutmuĢ oldu. Histerezis bandın analitik ifadelerini sistem parametrelerine bağlı olarak elde etti. Peng, F. Z., Akagi, H. ve Nabae, A., (1990), hem pratik hem de ekonomik açıdan, seri aktif güç filtresinin güç oranını düĢürmek için paralel pasif ve seri aktif güç filtresi kombinasyonunu önerdiler. Önerdikleri sistem ile daha iyi filtreleme karakteristiği, daha düĢük baĢlangıç ve çalıĢma maliyeti sağladılar. David A. Torrey ve Adel M. Al-Zamel (1995) doğrusal olmayan yükler içeren tek fazlı sistemler için sistemin reaktif güç ve harmonik kompanzasyonu kayma kipli kontrol yöntemi kullanılarak gerçekleĢtirildi. Bhattacharya, S., ve ark. (1997), IEEE 519 standardını karĢılamak amacıyla 50MVA‟dan büyük doğrusal olmayan yüklerin harmonik kompanzasyonunda kullanılan paralel hibrit aktif filtreler için senkron referans yapı tabanlı değiĢken endüktanslı yeni bir kontrol yöntemi sundu. Paralel hibrit aktif filtreler için önerilen yöntem büyük doğrusal olmayan yüklerin harmonik kompanzasyonu için hem pratik hem de düĢük maliyetli çözümler sağladı. 4 Malesani, L., P. Mattavelli, P. ve Tomasin, P., (1997), gerilim beslemeli bir eviricili aktif güç filtreleri için sabit anahtarlama frekansına sahip yeni bir histerisiz bant akım kontrol metodu sundu. Buso, S., Malesani, L., Mattabelli, P. Ve Veronese, R., (1998), üç fazlı paralel aktif güç filtresinin kontrol algoritmasında evirici akımının ölü zaman kontrolü ve uzay vektör PWM kullanılmıĢtır. Ölü zaman kontrolünün hesaplamalarından dolayı yüksek frekans aralıklarında harmonik standartların sağlanmasındaki problemlere dikkat çekilmiĢtir. Vazquez, J.R., Salmeron, P., (2003), yük gerilim ve akımları ile yapay sinir ağları kullanılarak hem referans kompanzasyon akımları belirlenen hem de anahtarlama sinyallerinin elde edildiği aktif güç filtresi kontrolü sunulmaktadır. Güç devresinin akım kontrolünde histerezis band yöntemi kullanılmaktadır. Moreno, V.M.,, Lopez, A.P., Garcias, R.I.D., (2004), Kalman sayısal algoritması kullanılarak aktif güç filtresi kontrolü için Ģebeke gerilimindeki bozulmalardan etkilenmeyen, seçici ve global harmonik kompanzasyonda kullanılabilen ve 5ms‟nin altında dinamik cevabı olan sayısal referans akım tahmin metodu sunuldu. Cho, K. M., Oh, W. S., Kim, Y. T., Kim, H. J., (2007) Akım iĢaretine göre alt ve üst anahtarların birbirinden bağımsız açılıp kapandığı PWM yöntemi önerilmiĢtir. Asiminoaei, L., Rodriguez, P., Blaabjerg, F., Malinowski, M., (2008) Paralel aktif güç filtreleri için yeni bir süreksiz PWM yöntemi önerilmiĢtir. Bu yöntem, evirici gerilim referansına göre akım vektör konumunu algılar ve anlık olarak her fazdaki optimum tutma süresini belirler. Kale, M., (2009), paralel aktif güç filtresi için çift histerezis band kullanan yeni bir denetim yöntemi sunulmaktadır. 5 3. HARMONĠK KAYNAKLARI VE GÜÇ SĠSTEMĠNE ETKĠLERĠ GeçmiĢte elektrikli cihazlar tek frekanslı gerilim ve akım dalga Ģekillerine sahipti ve çoğu cihazlar ve abone yükleri gerilim ve akım dalga Ģekline çok az etki yapıyorlardı. Fakat günümüzde güç elektroniği elemanları geniĢ bir Ģekilde kullanılmakta ve bunun sonucunda harmonik bileĢenlere sahip sinüzoidal olmayan akımlar Ģebekeden çekilmektedir. Harmonik akımlar güç sistemlerinde ve bu sistemlere bağlı diğer yüklerde problemler oluĢturmaktadır. Doğrusal olmayan yüklerin kendisine ve diğer abonelere olan bu etkisi nedeniyle IEEE, IEEE 519 standardını uygulamaya koymuĢtur. Bu standart harmoniklerin kontrolü ve abone cihazlarının bu standarda uyumu ile ilgilidir. ġekil 3.1 Temel, üçüncü ve beĢinci harmonik. Ġdeal olarak güç sistemindeki akım ve gerilimlerin dalga Ģekli tek frekanslı bir sinüzoidal dalgadır. Fakat güç sistemlerindeki gerçek akım ve gerilimler, saf sinüzoidal Ģeklinde değildir ve kararlı halde bile periyodik olarak bu durum devam etmektedir. Bu Ģekilde tekrarlayan fonksiyonlar, frekansları güç sistem frekansının katları Ģeklinde olan ve harmonik olarak adlandırılan bileĢenler serisi olarak görülebilir. 50Hz‟li bir sistemde ikinci harmonik 100Hz, üçüncü harmonik 150Hz‟dir ve harmonik dağılım bu Ģekilde devam eder. Genel olarak güç sistemlerinde sadece tek sayılı harmonikler oluĢur. (Tmothy, 2002). ġekil 3.1, tepe değeri 100V olan bir sinüs sinyalini (1. harmonik olarak gösterilen) göstermektedir. Birinci harmonik aynı zamanda temel bileĢen olarak da bilinir ve frekansı güç sisteminin nominal frekansına eĢittir. ġekilde gösterilen diğer iki dalga Ģekli ise 50V tepe değeri olan üçüncü harmonik ve 20V tepe değeri olan beĢinci harmoniktir. Dikkat edilirse üçüncü harmonik, temel bileĢenin bir periyodunda üç 6 periyot, beĢinci harmonik ise beĢ periyot tamamlamıĢtır. Dolayısıyla üçüncü harmonik frekansı temel bileĢen frekansının üç katı, beĢinci harmonik frekansı ise temel bileĢen frekansının beĢ katı olmaktadır. ġekil 3.1‟deki tüm harmonikler zamanın fonksiyonu olarak ifade edilebilirler; (3.1) Denklem 3.1‟den görüldüğü gibi sinyalin üç harmonik bileĢeninin faz açıları değiĢtirilerek sonsuz sayıda dalga Ģekli elde edilebilir. Örneğin V3 60˚ kaydırılıp V1 ve V2‟ye eklenirse bu durumda oluĢan dalga Ģekli ġekil 3.2‟deki gibi olmaktadır. Dalga Ģekli açık olarak bir darbe Ģekli gibi görülmektedir. Bu durumda harmonik bileĢenler dalga Ģeklinin analizinde kullanılmaktadır. Genel olarak güç sistemlerinde sinüzoidal olmayan akım ve gerilim dalga Ģekilleri çok sık görülmektedir. ġekil 3.2 Üç harmonikten oluĢturulmuĢ darbe dalga Ģekli. Herhangi bir tekrarlayan dalganın, harmonik bileĢenlerin bir serisi olarak ifade edilebileceği Fourier tarafından açıklanmıĢtır. Dolayısıyla güç sistemlerindeki herhangi bir periyodik akım veya gerilim fourier serisi olarak ifade edilebilir. Genel olarak f(t) T periyodunda bir fonksiyon ise, Fourier serisi yaklaĢık olarak Ģöyle ifade edilebilir; (3.2) Burada, a0 dalganın DA bileĢen değerini, a1‟den an‟e kadar olan terimler fourier genlik katsayılarını ve θ1‟den θn‟e kadar olan açılar da fourier faz katsayılarını 7 göstermektedir. n değeri ne kadar büyürse yaklaĢım da o kadar doğru olur. Örneğin genliği 100V olan bir kare dalganın fourier açılımı; (3.3) Ģeklindedir. Bu açılımın grafiği ġekil 3.3‟teki gibidir. Bu grafik fourier serisinin ilk beĢ terimi kullanılarak çizilmiĢtir ve kare dalgaya çok yakındır. Dalga Ģekli içerisinde harmoniğin büyüklüğünün ne kadar olduğunu gösteren kavramlardan bir tanesi THD olarak gösterilen toplam harmonik bozulmadır. THD iki Ģekilde ifade edilebilir. Birincisi, THD‟nin, dalganın temel bileĢeninin yüzdesi olarak ifade edilmesidir ve THDf ile gösterilir. (3.4) Ġkincisi ise, THD‟nin, toplam dalga Ģeklinin yüzdesi olarak ifade edilmesidir ve THDr ile gösterilir. (3.5) ġekil 3.3 Fourier serisinin ilk beĢ terimi kullanılarak kare dalgaya yaklaĢım. 8 3 fazlı sistemlerde, fazör dönüĢleri a-b-c sıralamasına göre kabul edilir. ġöyle ki; fazlar dönerken önce A fazı x ekseninden geçer, daha sonra B fazı x ekseninden geçer ve son olarak C fazı x ekseninden geçer ve bu a-b-c sıralaması pozitif sıralama olarak adlandırılır. Ancak sıralama a-c-b Ģeklinde ise bu sıralamaya negatif sıralama adı verilir. Son olarak üç faz da aynı anda x ekseninden geçiyorsa bu duruma da sıfır sıralaması denir. Bu durumlar ġekil 3.4‟te gösterilmiĢtir. VC VB VA=VB=VC VA VA VC VB (b) (a) (c) ġekil 3.4 (a) Pozitif, (b) Negatif ve (c) Sıfır sırası. Pozitif sıralı bir sistemde, negatif ve sıfır sıralı akım ve gerilim bileĢenleri uzun süreli olarak görüldüğünde, bunların güç donanımlarına ciddi etkileri olmaktadır. Tüm harmonikler aynı sıralamaya sahip değildir ve bu sıralama harmonik derecesine bağlıdır. A Fazı 1 1 1 0 0 0 -1 -1 0 B Fazı 0.01 0.02 0.02 1 1 0 0 0 -1 0 0.01 0.02 0.01 0.02 1 1 0 0 0 -1 0 0.01 0.02 1 0 0 -1 0.01 0.02 -1 0 0.01 0.02 0.01 0.02 0 0.01 0.02 0 0.01 0.02 0 0.01 0.02 -1 0 1 0 -1 0 1 -1 Toplam 0.01 1 -1 C Fazı -1 0 0 0.01 0.02 4 2 0 -2 -4 ġekil 3.5 Birinci (pozitif sıralı), ikinci (negatif sıralı) ve üçüncü (sıfır sıralı) harmonikler. 9 ġekil 3.5‟te üç fazlı bir sistemde temel bileĢen ile birlikte ikinci ve üçüncü harmonikler ve üç fazın toplamı da gösterilmiĢtir. Her fazdaki temel ve ikinci harmonik bileĢenlerin anlık olarak toplamları sıfırdır. Üçüncü harmoniğin ise anlık olarak toplamı sıfır değildir. Burada temel bileĢenin faz sıralamasının a-b-c olduğu açık bir Ģekilde görülmektedir. Dolayısıyla temel bileĢen pozitif sıralıdır. Ġkinci harmoniğin sıralaması ise a-c-b Ģeklindedir yani negatif sıralıdır. Son olarak üçüncü harmoniğin faz sırasının da sıfır sıralı olduğu görülür. Bu durum diğer harmonikler için devam ettirilirse, dördüncü harmoniğin pozitif sıralı, beĢinci harmoniğin negatif sıralı, altıncı harmoniğin sıfır sıralı ve bu Ģekilde devam eden bir sıralama olduğu görülür. Derecesi olan tüm harmonikler, n burada pozitif tamsayıdır, sıfır sıralıdır ve üçlü harmonikler (triplen harmonics) olarak adlandırılır. Bu harmonikler üç fazlı sistemlerde ciddi problemlere neden olurlar ve dikkat edilmesi gereken harmoniklerdir. Bu yüzden ilerde daha ayrıntılı olarak açıklanacaktır. 3.1. Doğrusal Olmayan Yükler GiriĢine uygulanan gerilim ile çektiği akım arasında doğrusal olmayan bir iliĢki olan elektrik yükleri güç sistemlerinde harmoniklere neden olurlar ve bu özellikteki yüklere doğrusal olmayan yükler denir. Direnç, bobin ve kondansatörden oluĢan pasif elektrik yükleri ise doğrusal yüklerdir. Eğer bu yüklere saf sinüs dalgası Ģeklinde bir gerilim uygulanırsa, bu yüklerden yine saf sinüs dalgası Ģeklinde bir akım akar. Güç elektroniği elemanları ise anahtarlamalı çalıĢma prensiplerinden dolayı harmonik akımları oluĢtururlar. Anahtarlamalı mod güç kaynaklarının kullanıldığı bilgisayarlar, televizyonlar ve diğer tek fazlı elektronik cihazlar, değiĢken hızlı motor sürücüleri vb. bu tip sistemlere örnek gösterilebilir. 10 Ld Ls is Rd (a) Ls ish diyot doğrultucu ish (b) ġekil 3.6 (a) Endüktif yüklü diyot doğrultucu (b) Tek faz harmonik eĢdeğer devre. Çoğu zaman harmonik üreten cihazlar, harmonik akım kaynağı veya harmonik gerilim kaynağı olarak ifade edilebilirler (Peng, 1999). ġekil 3.6a‟da DA tarafta endüktans ve direnç olan üç fazlı diyot doğrultucu görülmektedir. Parametreleri Tablo 3.1‟de verilen üç fazlı diyotlu doğrultucunun simülasyonu yapıldığında elde edilen yük akımı ve bu akımın harmonik dağılımı sırasıyla ġekil 3.7 ve ġekil 3.8‟de görülmektedir. Tablo 3.1 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultuculu devre parametreleri. Vff(rms) 380V f 50Hz Ls 1.2mH Yük 30ohm, 5mH ġekil 3.7 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli. 11 ġekil 3.8 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucunun akım harmonik dağılımı. Akım dalga Ģeklindeki bozulma doğrultucu diyotlarının anahtarlamalarından kaynaklanmaktadır. Gerilim ve akım harmonikleri üzerinde durulacak olursa, doğrultucunun ġekil 3.6b‟de gösterildiği üzere harmonik akım kaynağı olduğu anlaĢılabilir. Bunun nedeni, yük empedansının (DA taraf), harmonik frekanslarda (wh), kaynak empedansından (AA taraf) daha büyük olmasıdır (Peng, 1999). Ls is Cd Rd (a) Ls ish diyot doğrultucu vh (b) ġekil 3.9 (a) Kapasitif yüklü diyot doğrultucu (b) Tek faz harmonik eĢdeğer devre. ġekil 3.9a, DA tarafta kondansatör ve dirençli, üç fazlı diyot doğrultucuyu göstermektedir. Doğrultucu ġekil 3.9b‟de görüldüğü gibi harmonik gerilim kaynağı olarak adlandırılabilir. Bunun nedeni ise, yük empedansının harmonik frekanslarında kaynak empedansından çok daha küçük olmasıdır (Peng, 1999). ġekil 3.10 ve ġekil 12 3.11‟deki akım ve gerilim dalga Ģekillerinden de bu durum anlaĢılmaktadır. ġekil 3.12„de yükün kaynaktan çektiği akımın harmonik dağılımı görülmektedir. Bu grafikler parametreleri Tablo 3.2‟de verilen devre için yapılmıĢ simülasyondan elde edilen sonuçlarıdır. Tablo 3.2 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucu devre parametreleri. Vff(rms) 380V f 50Hz Ls 0.7mH Yük 20ohm, 1000μF ġekil 3.10 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım ve gerilim(f-f) dalga Ģekli. ġekil 3.11 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım-gerilim(f-n) dalga Ģekli. ġekil 3.12 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım harmonik dağılımı. 13 ġekil 3.13, tam dalga köprü diyot doğrultuculu bir temel güç kaynağı devresidir. Burada diyotların iletime geçmesi için AA kaynağın ani değerinin kondansatör geriliminden büyük olması gerekmektedir. Devre ilk enerjilendiği anda, kondansatör AA kaynağın tepe değerine kadar Ģarj olur ve yükün olmadığı durumda Ģarjlı vaziyette kalır ve kaynaktan çekilen akım durur. Eğer yük varsa kondansatör yük için bir kaynak gibi davranır. Kondansatör tam Ģarj olduktan sonra, AA gerilim düĢmeye baĢlar ve diyotlar kesime gider. Diyotlar kesimde iken kondansatör yük üzerinden deĢarj olmaya baĢlar. Yük üzerinde zamanla azalan bir DA gerilim oluĢur. Daha sonra AA gerilim bu DA gerilimden büyük olduğunda kondansatör yine bir akım darbesi ile Ģarjını korur. vdc is vs C ġekil 3.13 Basit bir tek fazlı anahtarlamalı güç kaynağı. Tablo 3.3 Tek fazlı köprü diyot doğrultucu devre parametreleri. Vff(rms) 220V F 50Hz Ls 0.7mH Yük 20ohm, 500μF ġekil 3.14 Tek fazlı tam dalga doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli. 14 ġekil 3.15 Tek fazlı tam dalga doğrultucunun akım harmonik dağılımı. Tablo 3.3‟te verilen devre parametreleri ile yapılan simülasyon sonuçlarında elde edilen grafikler yukarda verilmiĢtir. ġekil 3.14 yük akımını göstermektedir ve bu akım gerçek bir değiĢken hızlı motor sürücüsünün akımı gibidir. Akım tekrarlı bir dalga Ģeklinde görüldüğü için, harmonik serilerinden oluĢtuğu anlaĢılabilir. Bu basit dalga Ģekli ġekil 3.15‟te de görüldüğü gibi çok fazla sayıda harmonik içermektedir. Dikkat edilirse temel harmonikten sonraki çoğu harmonik temel harmonik kadar büyüktürler. ġekil 3.14‟te gösterilen dalga Ģekli 86A‟lik bir tepe değere sahipken sadece 28.5A‟lik etkin değere sahiptir. Dolayısıyla burada harmonik bozulma ile alakalı bir büyüklükten daha bahsedilebilir. Bu da tepe faktörü (crest factor)‟dür ve dalganın tepe değerinin etkin değere bölünmesi ile elde edilir. (3.6) ġekil 3.13‟teki devrenin tepe faktörü 3.01‟dir. Sinüzoidal akım ve gerilim için bu değerin 1.414 olması gerekir. Bundan farklı tepe faktörüne sahip dalga Ģekillerinin harmonik bileĢenlerinin olduğu hemen anlaĢılabilir. Dikkat edilmelidir ki, periyodik dalga Ģekillerinde tepe faktörü 1.414‟den de düĢük olabilir. Örneğin kare dalga da bu değer 1‟dir. Tek fazlı doğrultucu büyük miktarlarda üçlü harmonik içerirken, devre parametreleri Tablo 3.4‟te verilen üç fazlı doğrultucuda bu harmonikler yoktur. ġekil 3.16 üç fazlı köprü doğrultucunun giriĢ akımını ve ġekil 3.17 kaynaktan çekilen akımın harmoniklerini göstermektedir. Burada her periyotta iki tane akım darbesi vardır ve bu darbeler üçlü harmonikleri yok etmektedir. ġekil 3.17‟deki harmonik dağılımda da bu durum açıkça görülmektedir. 15 Tablo 3.4 3 fazlı diyot doğrultucu devre parametreleri. Vff(rms) 380V f 50Hz Ls 0.7mH Yük 100ohm, 500μF ġekil 3.16 3 fazlı köprü doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli. ġekil 3.17 3 fazlı köprü doğrultucunun akım harmonik dağılımı. 3.2. Harmoniklerin Güç Sistemine Etkileri Doğrusal olmayan yüklerden oluĢan harmonik akımlarının elektrik güç dağıtım cihazlarına ciddi etkileri vardır. Etkilenen cihazlar içinde trafolar, iletkenler, devre kesiciler, busbarlar ve bağlantı elemanları ve elektrik panelleri sayılabilir. Harmonik problemleri tek fazlı ve üç fazlı sistemlerin her ikisinde de oluĢabilir. 3.2.1. Sistem gerilimine etkisi Tek fazlı bir güç sistemini temsil eden basit bir devre ġekil 3.18‟de gösterilmiĢtir. Nominal frekansın ideal kaynak frekansı olması gerekir. Ancak yük akımları, empedansı olan iletim hatlarından, trafolardan vb. güç ekipmanlarından 16 geçmektedir. Sistemin bu empedansı ġekil 3.18‟de Zs olarak gösterilmiĢtir. Son olarak sistem yükleri birbirine paralel bağlı, doğrusal olmayan yüklerden oluĢturulmuĢtur. ZS VS Doğrusal olmayan yük VAC Diğer paralel yükler ġekil 3.18 Basit tek fazlı bir güç sistemi. Doğrusal olmayan yüklerin güç sisteminden çektikleri harmonik akımları sistem empedansı üzerinde bir harmonik gerilimi (RI+jwhLI) oluĢturur. Bu gerilimin etkisi yüksek frekanslı harmoniklerde daha da belirgindir çünkü endüktif reaktans frekansla birlikte artar. Yük gerilimi sistem gerilimi ile sistem empedansı üzerinde düĢen gerilimin farkı ile bulunur. Sistem empedansı üzerinde düĢen gerilim harmonik bileĢenleri içerdiği için, yük gerilimi, sitsem kapasitesinin büyük kısmının doğrusal olmayan yüklerden oluĢması nedeniyle oldukça bozulacaktır. ġekil 3.13 tekrar incelenecek olursa, akım darbelerinin AA kaynak geriliminin tepe noktalarına yakın yerlerde oluĢtuğu görülmektedir. Bunun anlamı, kaynak empedansındaki gerilim düĢümü kaynak gerilimi tepe değerine yakınken yüksek olmakta, periyodun diğer kısımlarında ise sıfır olmaktadır. Dolayısıyla yüke uygulanan gerilim tepeleri daha düzeltilmiĢ bir gerilim olmaktadır. Çünkü yük gerilimi kaynak gerilimi ile sistem empedansı üzerinde düĢen gerilimin farkıyla oluĢmaktadır. Bazı güç elektroniği cihazları doğrultucular, motor sürücüleri gibi, AA gerilimin tepe değerlerinde hassastırlar ve bozulmuĢ AA gerilimde kapanma veya hatalı çalıĢma durumunda kalabilirler. ġekil 3.19‟da gösterilen devre bir üç fazlı köprü doğrultucudur. Burada diyotların komütasyonu sırasında üç fazlı kaynağın endüktansından dolayı, akım aniden oluĢturulamaz. Dolayısıyla fazlar arası geçiĢlerde bu komütasyon, dalga Ģeklinde çentiklerin oluĢmasına neden olur. ġekil 3.20, A fazı ile toprak arasındaki gerilimin dalga Ģeklini göstermektedir. Gerilimdeki çentik etkisi bir periyot boyunca altı kere tekrarlanır. Çentik etkisi harmonik ve geçici rejim arasında özel bir durumdur. Bu diyot 17 doğrultucu ile paralel bağlanmıĢ diğer yükler bu çentik etkilerinden etkilenirler, özellikle doğrultucu yükünün beslendiği sisteme göre büyüklüğü bu etkiyi arttırabilir. L Ls 1 3 VDC 5 IAS A R B 4 6 C 2 ġekil 3.19 3 fazlı köprü doğrultucu. ġekil 3.20 3 fazlı köprü doğrultucuda diyotların neden olduğu çentikler. Diğer yüklerin çentik etkisinden etkilenmelerini azaltmak ve kaynağı bu duruma karĢı güçlendirmek için izolasyon trafosu kullanılabilir. ġekil 3.21 doğrultucu yükü ile diğer yüklerin bağlandığı bir besleme noktasında izolasyon trafosunun kullanımını göstermektedir. Trafonun sekonder kısmında çentikli gerilim, primer tarafında ise izolasyon trafosunun empedansından dolayı çentik etkisi yok edilmiĢ gerilim görülmektedir. Dolayısıyla diğer yükler çentik etkisini görmemekte ya da çok az hissetmektedirler. 18 Bara Doğrusal olmayan yük Ġzolasyon Trafosu VS Diğer paralel yükler ġekil 3.21 Diğer yüklerin etkilenmemesi için izolasyon trafosunun kullanımı. 3.2.2. Ġletkenlere etkisi Yüksek dereceli harmonik akım bileĢenleri ilave I2R ısınmasına yol açarlar. Çünkü iletken direnci deri etkisinden dolayı frekansla birlikte artar. Bunun anlamı akım frekansının artmasıyla akımın iletkenin merkezine göre dıĢ çevresinden daha fazla akmaya baĢlaması ve iletkenin çevresindeki akım yoğunluğunun artmasıdır. Bunun sonucunda iletkenin etkin direnci dolayısıyla ısı kayıpları artar. Akım yüksek dereceli harmonikler içerdiği için iletken anma akımını taĢıdığı halde aĢırı Ģekilde ısınır. Ayrıca iletkendeki enerji kayıpları, harmonik akımlarını taĢıması nedeniyle artar, bu artıĢ harmonik akımların karesiyle doğru orantılıdır. Bu etkiler sistemden daha fazla ısının kaybolmasına ve toplam sistem veriminin düĢmesine neden olur. 3.2.3. Üç faz nötr iletkenlerine etkisi ia Doğrusal olmayan yük VA n VC VB 4 telli besleme hattı 380Y 220V 3 fazlı pano Doğrusal ic olmayan yük n in Doğrusal olmayan yük ib ġekil 3.22 Dengeli, tek fazlı doğrusal olmayan yüklerden oluĢmuĢ üç fazlı güç sistemi. 19 Üçlü harmonikler, ġekil 3.22‟de bir tanesi gösterilmiĢ, yıldız bağlı üç fazlı sistemlerde, nötr iletkeninde problem doğururlar. Besleme devresi ana tabloya üç fazlı güç sağlarken, ana tabloya 4 telle bağlanmıĢ 3 adet tek fazlı yük ise tablodan beslenmektedir. Eğer her faza eĢdeğer yükler bağlanmıĢ ise n noktasında toplam akım sıfırdır ve nötr iletkeninden akım akmaz. EĢdeğer olmayan doğrusal yüklerin olduğu kabul edilirse nötr akımı en yüksek faz akımdan yüksek olamaz. ġekil 3.22‟deki yüklerin doğrusal olmadığı durumlarda her fazda ayrı ayrı harmonik akımlar oluĢmaktadır. Dengeli yükler için, temel harmonik ve diğer üçlü harmonikler dıĢında kalan harmoniklerin toplamı nötr noktasında sıfır olurken, fazlarda bulunan üçlü harmonikler doğrudan nötr iletkeni üzerinde görülür. Nötr iletkeninde üçlü harmoniklerin toplamı görüldüğünde ise, bu akım faz akımlarının da üstüne çıkmaktadır. Nötr iletkeni bir devre kesici ile korunmaz ise bu akımın iletkenlere zarar vermesi kaçınılmazdır. Tüm pozitif ve negatif sıralı harmoniklerin nötr noktasında birbirlerini yok ettikleri ve diğer taraftan üçlü harmoniklerin nötr noktasında toplandıkları dikkate alınırsa, nötr akımının genel denklemi oluĢturulur: (3.7) Denklem 3.7‟den de görüldüğü gibi nötr akımı tek fazdaki tüm üçlü harmoniklerin etkin değerlerinin üç katıdır. 3.2.4. Trafolara etkisi Trafolarda harmoniklerin hem ısınmaya hem de sesli çalıĢmaya etkisi vardır. Akım harmonikleri bakır kayıplarını ve kaçak akı kayıplarını arttırırken gerilim harmonikleri ise demir kayıplarını arttırır (Anonymous, 1992). Trafolarda, sargılardan geçen akım ve ferromanyetik nüveden geçen akı, gerçek güç kaybına neden olurlar. Yüksek frekanslı olmaları nedeniyle harmonik akımları trafo sargılarındaki iletkenler dahil olmak üzere geçtikleri tüm iletkenlerde ilave güç kayıplarına neden olurlar. Sargılardaki harmonik akımları trafo nüvesinde harmonik akı bileĢenleri de oluĢtururlar ve bu da ilave histerezis ve eddy akım kayıplarına neden olurlar. Histerezis kayıpları manyetik akı frekansı ile doğru orantılı, eddy akımları ise 20 frekansın karesi ile doğru orantılıdır. Dolayısıyla, harmonik akımları trafo nüve kayıplarında belirgin bir artıĢa neden olurlar. Bu ilave kayıplar trafoların aĢırı ısınmasına ve elektriksel yalıtım hatasına neden olabilirler. 3.2.5. Motor ve jeneratörlere etkisi Dönen cihazlardaki harmonik akım ve gerilimler, harmonik frekanslarda sıcaklıkla birlikte demir ve bakır kayıplarını arttırır. Harmonik bileĢenler makine verimini ve torkunu etkiler (Anonymous, 1992). Harmonik akımlar motorun harmoniksiz duruma göre daha sesli çalıĢmasına ve hava aralığında ilave akıların oluĢmasına neden olur. Bu da motorun kalkıĢı anında ters etki yapar. Ayrıca motor da büyük kayma değerlerine neden olur (Anonymous, 1992). Ayrıca hava aralığında oluĢan harmoniklerin oluĢturduğu akılar rotor üzerinde de harmonik akımların oluĢmasına neden olur. Bunlar da rotor ısınmasına ve darbeli çalıĢma ya da düĢük tork sonuçlarını doğurur (Anonymous, 1992). 3.2.6. Kondansatörlere etkisi Kondansatörlerin empedansı frekansla ters orantılı olduğu için kondansatörler yüksek dereceli harmonik akımlarını üzerlerine çekerler. Bu da kondansatörlerde ısınmaya ve aĢırı yüklenmeye neden olurken kondansatör ömrünü de azaltır (Anonymous, 1992). Ayrıca sistemdeki bobinlerle kondansatörlerin rezonansa girmesi halinde sistemdeki devre elemanlarının zarar görmesi kaçınılmazdır. 3.2.7. Elektronik cihazlara etkisi Harmonik bozulma, gerilimin sıfır geçiĢ noktasının veya bir faz geriliminin diğer faz gerilimi ile kesiĢtiği noktanın kaymasına neden olur. Bu noktalar birçok elektronik cihazın kontrolü için önemli noktalardır. Dolayısıyla bu kaymalar hatalı çalıĢmalara neden olurlar (Anonymous, 1992). Ayrıca birçok elektronik cihaz harmoniklerin AA besleme hattı üzerinde dolaĢmasından etkilenirler. Bilgisayar ve buna benzer cihazlar %5‟in altında harmonik bozulma olan AA kaynaklara ihtiyaç duyarlar. Bunun üzerindeki harmonik bozulmalar bu cihazların hatalı çalıĢmasına neden olurlar (Anonymous, 1992). 21 3.2.8. Sistem güç faktörüne etkisi Akımın gerilimi θ açısı ile izlediği görülen ġekil 3.23‟teki akım ve gerilim dalga Ģekillerini ele alalım. Devrenin görünür gücü gerilim büyüklüğünün etkin değeri ile akım büyüklüğünün etkin değerinin çarpılması ile elde edilir. Güç faktörü Fp gerçek gücün görünür güce bölünmesi ile elde edilir: (3.8) Doğrusal yükler için, gerilimle akım arasındaki faz kaymasına bağlı olarak farklı gerçek güç ve görünür güç değerleri oluĢur. Akım gerilimi 0˚ ile 90˚ arasındaki açılarla takip ediyor veya önde gidiyorsa güç faktörü her zaman pozitiftir ve 1‟e eĢit veya daha küçüktür. θ ġekil 3.23 θ˚ faz farklı akım ve gerilim. Sinüzoidal akım yerine, ġekil 3.24‟te gösterilen kare dalga akımı ve fazı, kare dalga Ģeklindeki akımın temel harmoniği ile aynı fazda olan sinüs Ģeklindeki gerilimi ele alalım. Güç, her bir zaman aralığında akım ile gerilimin çarpılması sonucunda zamanın fonksiyonu olarak elde edilebilir. 22 ġekil 3.24 Sinüzoidal gerilim ve kare dalga akım. Gerilim tek bir harmonikten oluĢtuğu için, güç denklemi, gerilimin akım bileĢenleri ile tek tek çarpılması ile elde edilen bir seri Ģeklinde ifade edilebilir. Serinin ilk terimi, gerilim ve akımın temel bileĢeninin frekansı aynı olduğu için, sin2(wt) formunda olacaktır. Açıkça görülüyor ki bu terim her zaman pozitiftir ve yüke verilen gerçek gücü göstermektedir. Geriye kalan terimler gerilimin temel bileĢeni ile akımın yüksek dereceli harmoniklerinin çarpılması ile oluĢan terimlerdir. Farklı frekanslı iki sinüs sinyalinin çarpılması ile ortalama değeri sıfır olan baĢka bir sinüs dalga Ģekli elde edilir. Dolayısıyla, yüksek dereceli akım harmonikleri, eğer gerilim tek frekanslı ise, gerçek güç oluĢturmazlar. Sonuç olarak gerçek güç faktörü: (3.9) Ģeklinde yazılabilir. Denklem 3.9‟da indis olarak yazılan tot, literatürde bazen gerçek güç faktörü olarak da ifade edilen, toplam güç faktörünü belirtmektedir. 23 4. AKTĠF GÜÇ FĠLTRELERĠNĠN SINIFLANDIRILMASI Doğrusal olmayan yüklerin günümüzde geniĢ bir Ģekilde kullanımı harmonik kirlilik problemlerinin ciddi Ģekilde artıĢına neden olmaktadır. %5‟in üzerindeki THD değerleri, etkisinin belirginleĢmesinden dolayı dikkate alınması gereken bir durumdur. %5‟in üstündeki harmonik akım bozulmaları güç sistemlerinde önemli problemlere yol açar ve bu yüzden harmoniklerin azaltılması gerekir. IEEE 519 standartlarına göre kabul edilen toplam harmonik bozulma, akımda %5 ve gerilimde %3 olarak kabul edilmiĢtir. Bu değerlerin aĢılması güç sistemlerinde büyük hasarlara yol açabilmektir. Endüstriyel ortamlarda THD‟nin %25‟lere gelmesi çok nadir değildir. Normal olarak ofis ortamlarında THD, endüstriyel ortamlardan daha düĢük olarak ayarlanmalıdır çünkü ofis cihazları güç kalitesinin değiĢimine karĢı daha hassastırlar. Tek sayılı harmonikler (3., 5., 7. vs) elektrik dağıtım sistemlerinde en çok kaygı verici harmoniklerdir. Çift sayılı harmonikler genel olarak faz sırasından dolayı birbirlerinin etkisini azaltırlar. Bu can sıkıcı harmonik bileĢenler pasif ve aktif filtreler kullanılarak yok edilebilirler. Pasif harmonik filtreler pasif elemanlardan oluĢurlar (direnç, endüktans ve kondansatör) ve bundan dolayı pasif filtreler olarak isimlendirilirler. Günümüzde kullanılan yüklerin harmonik dağılımının çok geniĢ olması, pasif filtrelerin yetersiz kalmasına neden olmaktadır. Çünkü pasif filtreler sadece ayarlandıkları harmonikleri yok edebilmektedir. Dolayısıyla her giderilmek istenen harmonik için bir pasif filtre oluĢturulması gerekmektedir. Bu tip filtreler düĢük maliyet avantajına sahip olsalar da, bu konfigürasyonun performansı belirgin bir Ģekilde sistem empedansı ve yük karakteristiğinden çok fazla etkilenmektedir. Bunun yanında göze çarpan en önemli nokta, boyutlarının büyük olması, paralel rezonans, seri rezonans gibi problemlerin, bu yöntemin verimliliğini kısıtlamasıdır (Reid, 1996; Gonzales ve ark., 1987; Singh ve ark., 1997). Performans iyileĢtirmede bazı özel tasarımlar pasif filtreler için gerçekleĢtirilmiĢtir. Ancak bunların uygulama devreleri değiĢken güç sistem empedansı ve yük karakteristiği göz önüne alındığında içinden çıkılmaz bir duruma yol açmaktadır (Huang ve ark., 1999). ġekil 4.1‟de tristörlü doğrultucunun ürettiği harmonik akımları filtrelemek için kullanılan paralel pasif güç filtresi görülmektedir. Bu pasif güç filtresi ayarlı olduğu her bir harmonik frekansında LC seri rezonanstan dolayı harmonik akımlara düĢük 24 empedans, temel frekanstaki akımlara ve ayarlanmadıkları frekanstaki harmonik akımlara yüksek empedans gösterir (Peng, 2001). Böylece pasif filtrelerin ayarlı olduğu harmonik akımlar devrelerini bu filtre üzerinden tamamlayarak kaynaktan çekilen akımda görülmezler. Bunun yanında pasif filtreler kaynak empedansından etkilenerek rezonansa girebilir (Peng, 2001). Kontrollü Doğrultucu Vs + Lda Yük - Paralel Pasif Güç Filtresi 5. 7. 11. ġekil 4.1 Paralel pasif güç filtresi. 1970‟li yıllarda Bird vd. tarafından temel prensibi ortaya atıldığından beri aktif güç filtreleri üzerine birçok araĢtırma ve pratik uygulama yapılmaktadır. Özellikle güç yarıiletken cihazlarındaki, IGBT‟ler gibi, kapasite ve anahtarlama hızındaki fark edilir geliĢmeler sonucunda aktif güç filtreleri üzerine ilgi artmaya baĢlamıĢtır. Buna ilave olarak güç elektroniği teknolojileri kurumları pratik olarak aktif güç filtrelerini kullanıma sunmuĢtur. Bu güç filtreleri, güç elektroniği temellerine dayanırlar ve pasif filtrelerden maliyet olarak daha pahalıdırlar. Ancak aktif güç filtreleri uygulandığı sistemdeki değiĢikliklere adaptasyon konusunda pasif filtrelere göre çok avantajlıdır ve ilk yatırım maliyetinin boĢa gitmesi söz konusu değildir (Tmothy, 2002). Aktif güç filtreleri doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmonik bileĢenleri, güç elektroniği elemanlarının anahtarlama özelliğini kullanarak ve harmonik bileĢenlerin tersi fazda ve eĢit büyüklükte akım veya gerilim üreterek sisteme veren devrelerdir (Peng, 2001). Güç Ģartları için aktif filtreler aĢağıdaki iĢlevleri sağlayabilmektedir: Reaktif güç kompanzasyonu, Harmonik kompanzasyonu, harmonik yalıtımı, harmonik sönümlemesi, 25 Negatif sıralı akım/gerilim kompanzasyonu Gerilim regülasyonu Aktif filtre terimi sinyal iĢleme alanında da kullanılmaktadır. Bundan dolayı, birçok teknik dokümanda ve literatürde, güç Ģartları için aktif filtre terimi yerine genellikle aktif güç filtresi terimi kullanılır (Tmothy, 2002). Aktif güç filtreleri literatürde genel olarak Ģöyle sınıflandırılırlar; Sistem konfigürasyonuna göre, Güç devresine göre, Kontrol tekniğine göre. 4.1. Sistem Konfigürasyonuna Göre Sınıflandırma Sistem konfigürasyonuna göre aktif güç filtrelerini dört gruba ayırabiliriz; Paralel aktif güç filtreleri Seri aktif güç filtreleri Hibrit aktif/pasif güç filtreleri BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri 4.1.1. Paralel aktif güç filtreleri ġekil 4.2‟de gösterilen sadece paralel aktif güç filtresinden oluĢan sistem en temel sistem konfigürasyonudur. Genel olarak paralel aktif güç filtresi, DA tarafı endüktanslı diyot/tristör doğrultuculu gibi akım harmonik kaynaklarının harmonik kompanzasyonu için uygundurlar. Paralel aktif güç filtresi mevcut pasif filtre ile kaynak empedansı arasındaki harmonik rezonansı azaltma kabiliyetine de sahiptir. 26 Diyot Doğrultucu vS iL iS + pL qL - iAF Paralel Aktif Filtre Cd pAF qAF vda ġekil 4.2 Paralel aktif güç filtresi. 4.1.2. Seri aktif güç filtreleri ġekil 4.3‟te yalnızca seri aktif güç filtresinden oluĢan konfigürasyon görülmektedir. Seri aktif güç filtresi cihaza, uygun bir trafo üzerinden seri olarak bağlanmıĢtır. Dolayısıyla bu tipteki aktif güç filtresi, DA tarafı kondansatörlü yüksek kapasiteli diyot doğrultucu gibi, gerilim harmonik kaynaklarının harmonik kompanzasyonuna uygundur. Diyot Doğrultucu vS vAF + Seri Aktif Filtre Cda ġekil 4.3 Seri aktif güç filtresi. 4.1.3. Hibrit aktif/pasif güç filtreleri ġekil 4.4, ġekil 4.5 ve ġekil 4.6‟da hibrit aktif/pasif filtrelerden üç tanesi görülmektedir ki bunların amacı verimi arttırmak ve ilk maliyeti azaltmaktır. Paralel pasif filtre bir veya daha çok ayarlanmıĢ LC filtreden ve/veya yüksek geçiren filtreden oluĢur. Hibrit filtreler herhangi bir akım harmonik kaynağına uygulanabilirler. 27 Tristörlü Doğrultucu vS Paralel Aktif Filtre Cda Paralel Pasif Filtre ġekil 4.4 Paralel aktif filtre ve paralel pasif filtre kombinasyonu. ġekil 4.4‟te gösterildiği gibi paralel aktif güç filtre ve paralel pasif güç filtre kombinasyonu doğal komütasyonlu 12-darbeli çeviricinin harmonik kompanzasyonu için uygulanmıĢtır (Takeda, 1987). Bu tip tasarımlarda maliyet ve performansı en iyi hale getirmek için dikkat edilmesi gereken önemli noktalardan bir tanesi de; kompanzasyon için aktif ve pasif filtreler arasında rekabete girmekten sakınmaktır. Tristörlü Doğrultucu vS Seri Aktif Filtre Cda Paralel Pasif Filtre ġekil 4.5 Seri aktif filtre ve paralel pasif filtre kombinasyonu. 28 Tristörlü Doğrultucu vS Seri Aktif Filtre Paralel Pasif Filtre Cda ġekil 4.6 Pasif filtreye seri bağlanmıĢ seri aktif filtre kombinasyonu. ġekil 4.5‟te gösterilen hibrit aktif filtre (Peng, 1990) ve ġekil 4.6„da gösterilen hibrit aktif filtre (Fujita ve ark., 1991) ticari amaçla uygulanmıĢtır ve sadece harmonik kompanzasyon için değil kaynak ve yük arasında harmonik izolasyon, gerilim regülasyonu ve dengesizlik kompanzasyonu da sağlamaktadırlar. Hibrit aktif/pasif filtrelerde daha baĢka kombinasyonlar da mevcuttur. 4.1.4. BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri ġekil 4.7‟de paralel ve seri aktif güç filtrelerinin beraber kullanıldığı BGKD sistemi görülmektedir. BGKD‟ler bir DA enerji depolama elemanı kondansatöre bağlı iki tane gerilim kaynağı evirici devresinden oluĢmaktadır. Bu eviricilerden biri AA hattına seri bağlı diğeri ise paralel bağlıdır. Seri aktif güç filtresi yüklerle güç sistemi arasında harmonik izolasyon sağlayarak kaynak tarafından gelen harmonik akımlara karĢı blok oluĢturur. Ayrıca kaynak gerilimi harmonikli veya dengesiz ise yük üzerine saf sinüzoidal gerilim sağlar (Peng, 1998). Paralel aktif güç filtresi harmonik akım ve reaktif güç kompanzasyonu ve her iki aktif filtre arasındaki DA geriliminin regülasyonunu yapar (Akagi, 1996). 29 is iL vAF Doğrusal olmayan yük AC şebeke iC BGKD Seri AGF Paralel AGF ġekil 4.7 BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri. 4.2. Güç Devresine Göre Sınıflandırma Aktif filtrelerde kullanılan güç devresi iki tanedir. Bunlardan ilki gerilim beslemeli PWM evirici (Akagi ve ark., 1986) ikincisi ise akım beslemeli PWM eviricidir (Kawahira ve ark., 1983). Dolayısıyla güç devresine göre aktif filtreleri iki gruba ayırabiliriz; Akım beslemeli PWM evirici; Gerilim beslemeli PWM evirici; is AC şebeke iL Doğrusal olmayan yük iC ida ġekil 4.8 Akım beslemeli aktif güç filtresi. ġekil 4.8 akım beslemeli, darbe geniĢlik ayarlı (DGA) evirici köprü yapısını göstermektedir. Bu yapı doğrusal olmayan yükün harmonik akım ihtiyacını karĢılayan sinüzoidal olmayan akım kaynağı gibi davranır. Bu tip eviriciler yüksek kayıplıdır. Ayrıca yüksek güç değerlerinde performans iyileĢtirmek için çok seviyeli veya çok adımlı modlarda kullanılamazlar. 30 is AC şebeke iL Doğrusal olmayan yük iC vd ġekil 4.9 Gerilim beslemeli aktif güç filtresi. Diğer bir evirici ise ġekil 4.9‟da gösterilen gerilim beslemeli DGA evirici yapısıdır. Bu evirici büyük DA kondansatörlü DA gerilim barasına sahiptir. Bu tip evirici daha ucuz, çok seviyeli veya çok adımlı versiyonlara geniĢletilebilir, düĢük anahtarlama frekansları ile performansı iyileĢtirilebilir olduğundan daha yaygındır (Singh ve ark., 1999; Akagi, 1996; Peng, 1999; Akagi, 1986). 4.3. Kontrol Tekniğine Göre Sınıflandırma Aktif güç filtrelerinin kontrol tekniği sadece kompanzasyon durumunda değil aynı zamanda aktif güç filtresinin tasarım sırasında anma gücü içinde önemlidir. Ayrıca kararlı durumdaki kadar geçici tepkideki filtreleme karakteristiği içinde kontrol tekniği oldukça önemlidir (Akagi ve ark., 1986). Aktif güç filtrelerini kontrol tekniğine göre Ģöyle sınıflandırabiliriz; Zaman Domeni o Anlık reaktif güç teorisi o Senkron kontrol algoritması o Senkron referans yapı tabanlı algoritma Frekans Domeni 31 4.3.1. Zaman domeni kontrol teknikleri Zaman domenindeki kontrol stratejisi, harmonikli bozulmuĢ gerilim veya akım sinyallerinden anlık olarak, kompanzasyon komutlarının gerilim veya akım formunda elde edilmesine dayanır (Singh, 1999). Zaman domeninde, anlık reaktif güç teorisi (p-q teorisi), senkron referans yapı tabanlı algoritma (d-q teorisi), senkron denetim algoritması vb. gibi bir çok kontrol tekniği geliĢtirilmiĢtir. Anlık güç teorisi Akagi tarafından (1983) ileri sürülmüĢtür ve yine Akagi ve ark. (1984) tarafından aktif güç filtrelerinde kontrol tekniği olarak kullanılmıĢtır. Bu teori geniĢ biçimde kullanılır ve kompanzasyon sinyallerinin elde edilmesinde gerilim ve akım sinyallerinin αβ dönüĢümü temeline dayanır. Anlık aktif ve reaktif güç, gerilim ve akım sinyallerinin dönüĢtürülmüĢ terimlerinden hesaplanır. Anlık aktif ve reaktif güçlerden, harmonik aktif ve reaktif güçler alçak geçiren veya yüksek geçiren filtreler kullanılarak çıkartılır. Harmonik aktif ve reaktif güçlerden αβ dönüĢümünün tersi kullanılarak kompanzasyon komutları akım veya gerilim formunda elde edilir (Singh, 1999). Senkron denetim algoritması anlık reaktif güç teorisine benzemektedir. Kompanzasyondan sonra kaynaktan çekilen akımların dengeli olması prensibine göre çalıĢır. Ortalama güç hesaplanır ve üç faza eĢit olarak bölünür. Daha sonra bu sinyal her bir faz için kaynak gerilimiyle senkron hale getirilir. Bu tekniğin uygulamasının kolay olmasına rağmen gerilimdeki harmonikler bu yöntemin en büyük dezavantajıdır. Senkron referans yapı tabanlı algoritmada akım ve gerilim sinyalleri senkron dönen yapıya dönüĢtürülür. Bu durumda temel frekanstaki büyüklükler DA büyüklük haline gelirler ve diğer harmonik bileĢenler ise AA bileĢen Ģeklinde olurlar. Harmonik kompanzasyon komutları AA bileĢenlerden elde edilirler. Zaman domeni tekniğinin en büyük avantajı güç sistemindeki değiĢmelere karĢı cevabının çok hızlı olmasıdır. Ayrıca uygulaması kolay ve hesaplamaları sıkıntı verici değildir. Hızlı cevap kabiliyeti ve kompanzasyon performansının iyi olması, 1990‟lardan sonra zaman domeni tekniğinin frekans domeni tekniğine göre çok daha fazla kullanılmasına neden olmuĢtur. Güç anahtarlama elemanlarının ve yüksek performanslı dijital sinyal iĢleme elemanlarının geliĢimi ile kontrol tekniklerindeki geliĢmeler de son yıllarda hız kazanmıĢtır (Chen, 2004). 32 4.3.2. Frekans domeni kontrol teknikleri Frekans domeninde kontrol stratejisi, kompanzasyon komutlarının oluĢturulması için, bozulmuĢ gerilim veya akım sinyallerinin fourier analizi temeline dayanır (Grady, 1990). Fourier dönüĢümleri kullanılarak kompanzasyon harmonik bileĢenleri, harmonikli sinyallerden elde edilir ve birleĢtirilerek kompanzasyon komutlarının üretilmesinde kullanılır. Etkin bir kompanzasyon için aktif güç filtresinin anahtarlama frekansı genel olarak en yüksek derecede kompanze edilecek harmonik frekansının iki katında tutulur. Fourier dönüĢümün anlık uygulamaları (doğrusal olmayan denklem setlerinin çözümünde) karıĢık hesaplamalar içerir ve sonuç tepki süresi uzundur (Singh, 1999). Kontrol sinyalinin geçmiĢ verilerden hesaplanmasından dolayı bu teknik, bozulmanın periyodik karakteristiğine bağlıdır. Frekans domeni tekniğinin dezavantajı, hesaplamaların çokluğu, hesaplama miktarının filtrelenecek harmonik derecesinin artmasıyla daha da artması ve cevap süresinin uzamasıdır (Chen, 2004). 33 5. REFERANS AKIM BULMA YÖNTEMLERĠ AGF‟nin denetim yöntemlerinin önemli unsurlarından bir tanesi olan referans akım bulma yöntemi; AGF‟nin, harmonik kaynağın Ģebekeden çektiği harmonikli akımı yok etmek ve reaktif gücü kompanze etmek amacıyla AGF‟nin sisteme vermesi gereken akımın matematiksel olarak hesaplanmasını ifade eder. Bu bölümde bu yöntemlerden yaygın olarak kullanılan anlık reaktif güç teorisi, senkron denetim algoritması ve senkron referans yapı tabanlı kontrolden bahsedilecek ve bu çalıĢmada gerçekleĢtirilecek PAGF prototipinde kullanılacak referans akım bulma yöntemi olan anlık reaktif güç teorisi ayrıntılı olarak anlatılacaktır. 5.1. Anlık Reaktif Güç Teorisi p-q teorisi olarak da bilinen anlık reaktif güç teorisi ilk kez Akagi tarafından aktif güç filtrelerinin kontrolüne uygulanmak amacıyla ileri sürülmüĢtür (Akagi ve ark., 1984). BaĢlangıçta ġekil 5.1‟de gösterilen nötr iletkeni olmayan üç fazlı sistemler için geliĢtirilen teori daha sonra 3-fazlı 4-telli sistemler içinde uygulanmak için geliĢtirilmiĢtir (Watanabe ve ark., 1993; Aredes, 1995). Bu teori zaman ekseninde tanımlanmıĢ anlık güçler seti temeline dayanır. Gerilim ve akım dalga Ģekillerinde herhangi bir sınırlama yoktur, ve nötr iletkeni olan veya olmayan üç fazlı sistemlerdeki genel gerilim ve akım dalga Ģekillerine de uygulanabilir. Ayrıca, bu teori sadece kararlı durumda değil aynı zamanda geçici durumda da doğrudur. ia VA VC ZA ZC VB ic ib ġekil 5.1 3 fazlı 3 telli sistem. ZB 34 ġekil 5.2‟de a-b-c koordinatlarındaki, a, b, c eksenleri aynı düzlem üzerinde birbirlerinden 120° faz farklı durumdadırlar. Anlık uzay vektörleri va ve ia, a ekseni üzerindedirler ve genlikleri ve yönleri zamana bağlı olarak değiĢmektedir. Aynı Ģekilde vb ve ib, b ekseni üzerinde, vc ve ic ise c ekseni üzerindedirler. Bu uzay vektörleri Clarke dönüĢümü olarak da bilinen αβ dönüĢümü ile kolaylıkla αβ eksenlerinde durağan yapıdaki vα, vβ, iα, iβ anlık gerilim ve akımlara dönüĢtürülür. (5.1) (5.2) αβ koordinatlarında α ve β eksenleri birbirlerine diktir ve α ekseni ile a ekseni birbirine paraleldir. Burada da vα ve iα, α ekseni üzerinde, vβ ve iβ, β ekseni üzerindedirler ve genlikleri ve yönleri (+,-) zamana bağlı olarak değiĢmektedir. β ekseni b ekseni vb,ib vβ,iβ 120˚ 120˚ 120˚ va,ia a ekseni . vα,iα α ekseni vc,ic c ekseni ġekil 5.2 abc ekseninden αβ eksenine dönüĢüm. 3 fazlı sistemlerdeki anlık güç Denklem 5.3‟te gösterildiği gibi ifade edilmektedir. (5.3) burada p Denklem 5.4‟teki geleneksel güce eĢittir. 35 (5.4) Anlık reaktif gücü tanımlayabilmek için yeni bir anlık sanal güç uzay vektörü Denklem 5.5‟teki gibi tanımlanmıĢtır. (5.5) ġekil 5.3‟te αβ koordinatlarındaki akım ve gerilimin anlık uzay vektörleri görülmektedir. ġekil incelenecek olursa, q uzay vektörü sağ el kuralı uygulandığında oluĢturulan sanal eksen vektörüdür ve αβ koordinatlarının bulunduğu gerçek yüzeye diktir. Sistem incelenmeye devam edilirse, vα iα‟ya vβ ise iβ‟ya paralel, vα iβ‟ya vβ ise iα diktir. Dolayısıyla geleneksel anlık gerçek güç p ve anlık sanal güç q Denklem 5.6‟daki gibi yazılabilir. (5.6) q sanal eksen vα x i β iβ P [W] gerçek yüzey vα vβ x i α β vβ iα α ġekil 5.3 αβ koordinatlarında anlık uzay vektörleri. Denklem 5.6‟da vα.iα ve vβ.iβ açık bir Ģekilde anlık gerçek gücü ifade etmektedir. Çünkü bu terimler aynı eksendeki anlık gerilim ile anlık akımın çarpılması Ģeklinde tanımlanmıĢtır. Dolayısıyla p üç fazlı devrelerdeki anlık gerçek güce karĢılık gelmektedir ve birimi [W]‟dır. Diğer taraftan, vα.iβ ve vβ.iα anlık güç değildir çünkü birbirine dik olan eksenlerdeki anlık akım ve anlık gerilimlerin çarpılması ile elde edilmiĢtirler. Bu nedenle q geleneksel bir elektriksel büyüklük olarak ele alınamaz ve 36 birimi [W], [VA], [var] olmayan yeni bir büyüklüğün tanımlanması gerekir. q‟nun birimi “Ġmajiner Volt Amper [IVA]” olarak tanımlanmıĢtır (Akagi ve ark., 1984). Üç fazlı dengeli sinüzoidal gerilimle beslenen, dengeli doğrusal bir yükün geleneksel aktif (P) ve reaktif (Q) güçlerinin denklemlerinin elde edilmesi için akım ve gerilimler Denklem 5.7 ve Denklem 5.8‟deki gibi kabul edilmiĢtir. (5.7) (5.8) Buradan Clarke dönüĢümü kullanılarak αβ koordinatlarındaki akım ve gerilim ifadeleri elde edilir: (5.9) (5.10) Dolayısıyla Denklem 5.6, 5.9 ve 5.10‟dan güç eĢitlikleri aĢağıdaki gibi yazılabilir: (5.11) (5.12) Bu denklemler geleneksel güç ifadeleri ile anlık reaktif güç teorisi ifadelerinin eĢitliğini göstermektedir. Bu eĢitliği üç fazlı dengeli sinüzoidal gerilimle beslenen doğrusal olmayan yükler için de sağlamak amacıyla gerilimleri Denklem 5.7‟deki gibi akımları ise Denklem 5.13‟teki gibi kabul edelim. 37 (5.13) Buradan αβ koordinatlarındaki akım ifadeleri elde edilir: (5.14) Denklem 5.6, Denklem 5.9 ve Denklem 5.14 kullanılarak güç bileĢenlerinin ifadeleri elde edilebilir: (5.15) (5.16) Bu denklemler incelenerek güç ifadelerini aĢağıdaki bileĢenler Ģeklinde yazmak mümkündür: (5.17) Denklem 5.17‟deki ifadelerde ( ˉ ) ortalama değeri ve ( ˜ ) ise ortalama değeri sıfır olan dalgalı bileĢeni ifade etmektedir. Bu güç bileĢenlerini elde etmek için doğrusal 38 olmayan bir yük olan diyot doğrultuculu bir sistem üzerinde simülasyon yapılmıĢtır. Simülasyon parametreleri Tablo 5.1‟de verilmiĢtir. Sonuçta elde edilen anlık gerçek güç (p) ve anlık sanal güç (q) bileĢenleri ġekil 5.4 ve ġekil 5.6‟da sırasıyla görülmektedir. Ayrıca ġekil 5.5 ve ġekil 5.7‟de bu güç bileĢenlerinin AA ve DA bileĢenleri de ayrı ayrı verilmiĢtir. Tablo 5.1 Diyot doğrultuculu yük için simülasyon parametreleri. Vff(rms) 380V f 50Hz Ls 1mH Yük 40ohm, 1mH ġekil 5.4 Anlık gerçek güç (p). ġekil 5.5 Anlık gerçek gücün DA ve AA bileĢenleri ( ). 39 ġekil 5.6 Anlık sanal güç (q). ġekil 5.7 Anlık sanal gücün AA ve DA bileĢenleri ( ). Denklem 5.15 ve 5.16‟dan aĢağıdaki sonuçlar yazılabilir: (5.18) 40 Burada ve , dalgalı bileĢenler olan ve „nun rms değerleridir. Yukarıdaki denklemler yeni teori ile geleneksel teori arasındaki bağıntıları açıkça ortaya koymaktadır. Gerçek gücün (p), ortalama değeri yani , bu örnekte geleneksel ortalama güce karĢılık gelmektedir. Gerçek gücün dalgalı bileĢeni , akım harmoniklerinin sebep olduğu ve kaynaktan yüke ve yükten kaynağa transfer edilen saniyedeki enerji miktarını ifade etmektedir ve ortalaması sıfırdır. Sanal gücün (q) ortalaması, yani , geleneksel reaktif güce karĢılık gelmektedir. q‟nun dalgalı bileĢeni ise, her fazdaki harmonik reaktif güçtür ve anlık olarak toplandıklarında sıfırdır. Sanal güç anlık enerji transferine katkıda bulunmaz, aynı zamanda her fazda reaktif akım olarak oluĢurlar ve iletken kesitinin bir kısmını iĢgal ederler (Watanabe ve ark., 1993). Denklem 5.18‟den geleneksel harmonik güç H‟nin dalgalı gerçek ve dalgalı sanal güçlerden oluĢtuğunu görmek mümkündür. Ayrıca bu durumda görünür gücü de aĢağıdaki gibi ifade etmek mümkündür: (5.19) Dolayısıyla burada elde edilen ifadeler, doğrusal durumlarda güç üçgeni ile gösterilirken doğrusal olmayan durumlarda ġekil 5.8‟de görülen güç dörtyüzlüsü ile gösterilebilir (Watanabe ve ark., 1993). S H Q γ φ1 φ P ġekil 5.8 Güç dörtyüzlüsü. ġekil 5.8‟den çeĢitli sistemin önemli güç faktörleri çıkartılabilir: Yer değiĢtirme veya temel güç faktörü: cosϕ1 41 Bozulum faktörü: cosγ Güç faktörü veya toplam güç faktörü: cosϕ = cosϕ1. cosγ Simülasyon sonucunda elde edilen güç dörtyüzlüsü bileĢenleri ġekil 5.9‟da görülmektedir. S=13350 VA H=3237 Q=2120 VAR S1=12950 VA 14˚ 9,4˚ 16,85˚ P=12775W ġekil 5.9 Güç dörtyüzlüsü değerleri. Yer değiĢtirme veya temel güç faktörü: cos(9,4)=0,9865 Bozulum faktörü: cos(14)=0,971 Güç faktörü veya toplam güç faktörü: cos(16,85)=0,9571 Denklem 5.6 ve 5.17‟deki ifadeler göz önünde bulundurulursa αβ sistemindeki güç ifadesi sonuç olarak aĢağıdaki gibi yazılabilir: (5.20) Yukarıdaki örnekler dengesiz ve 3-fazlı 4-telli sistemler içinde aynı Ģekilde uygulanabilir (Watanabe ve ark., 1993; Huang ve ark., 1999). Aktif güç filtrelerinin kontrol algoritmasında kullanılacak güç bileĢenlerine göre, yalnızca harmonik kompanzasyonu, yalnızca reaktif güç kompanzasyonu veya aynı anda hem harmonik ve hem de reaktif güç kompanzasyonu yapılabilmektedir. Bu kompanzasyonlardan hangisi aktif güç filtresi ile yapılacaksa ona uygun güç bileĢenleri elde edilmeli ve filtre referans akımları (icα, icβ) hesaplanmalıdır. Bu hesaplamayı yapmak için Denklem 5.20‟den αβ koordinatlarındaki akımlar için aĢağıdaki eĢitlik yazılabilir: 42 (5.21) Aktif güç filtresi ile sadece harmonik kompanzasyonu yapılacaksa, gerçek gücün dalgalı bileĢeni ( ) ile sanal gücün dalgalı bileĢeninin ( ) zıt iĢaretlisi kullanılarak referans akımları hesaplanmalıdır. (Denklem 5.22). (5.22) Eğer aktif güç filtresi ile sadece reaktif güç kompanzasyonu yapılacaksa, sanal gücün doğru bileĢeninin ( ) zıt iĢaretlisi kullanılarak referans akımları hesaplanmalıdır. (Denklem 5.23). (5.23) Son olarak aktif güç filtresi ile hem harmonik hem de reaktif güç kompanzasyonu birlikte kompanze edilecekse, gerçek gücün dalgalı bileĢeni ( ), sanal gücün hem dalgalı ( ) hem de doğru bileĢeni ( ) kullanılarak filtre için gerekli referans akımları hesaplanmalıdır. (Denklem 5.24). (5.24) Denklem 5.22, 5.23 veya 5.24‟ten elde edilen αβ koordinatlarındaki referans filtre akımlarının a-b-c koordinatlarındaki değerlerini bulmak için Clarke dönüĢümünün tersi kullanılır ve Denklem 5.25‟teki eĢitlik elde edilmiĢ olur. (5.25) 43 Böylece kompanze edilmek istenen güç bileĢenlerini oluĢturan akımların tersi yönünde akımlar üretmesi gereken aktif güç filtresi için, a-b-c koordinatlarında referans akımlar elde edilmiĢ olur. 5.2. Senkron Denetim Kontrolü Senkron denetim kontrolü (Jou, 1995), anlık reaktif güç teorisine benzemektedir. Kompanzasyondan sonra kaynaktan çekilen akımların dengeli olması prensibine göre çalıĢır. Ortalama güç hesaplanır ve üç faza eĢit olarak paylaĢtırılır. Bu sinyal her bir faz için kaynak gerilimiyle eĢzamanlı hale getirilir. Bu tekniğin uygulamasının kolay olmasına karĢın gerilimdeki harmoniklerin kompanzasyon performansına olumsuz etkisi bu yöntemin en büyük dezavantajıdır. 5.3. Senkron Referans Yapı Tabanlı Kontrol Senkron referans yapı tabanlı kontrolde (Bhattacharya ve ark., 1991), ölçülen 3 fazlı yük akımları d-q dönen referans yapıya çevrilirler. Senkron referans yapıda, 3 fazlı AA gerilimle senkronize Ģekilde ve sabit hızla dönen referans yapı oluĢturulur. Bu referans yapının oluĢturulmasında Phase-Locked Loop (PLL) sistemleri kullanılır. Bu durumda d-q eksenlerindeki bileĢenlerin AA ve DA bileĢenleri vardır. Akımların ana bileĢenleri d-q eksenlerindeki DA bileĢenlere karĢılık gelmektedir. AA bileĢenler ise akımların harmonik bileĢenlerine karĢılık gelir. Bu bileĢenler alçak geçiren veya yüksek geçiren filtreler yardımıyla bulunur. Bu kontrolde kaynak gerilim bilgisine gerek yoktur ancak faz açı bilgileri elde edilmelidir. Senkron referans yapı tabanlı kontrolün avantajı gerilim harmoniklerinden ve dengesizliklerinden etkilenmemesidir (Marques, 1998). 44 6. AKIM KONTROL YÖNTEMLERĠ VE ÖNERĠLEN ADAPTĠF HĠSTEREZĠS BAND (AHB) AKIM KONTROL YÖNTEMĠ AGF‟nin denetim yöntemlerinin önemli unsurlarından bir diğeri olan akım kontrol yöntemi; AGF için hesaplanan referans akımların anahtarlama elamanları kullanılarak üretilmesini ifade eder. Paralel aktif güç filtresi uygulamalarında evirici çıkıĢ akımı kontrol edilerek gerekli kompanzasyon akımları üretilmektedir. DGA kontrol metotları arasında bunu en kolay ve etkin olarak yapan kontrol metodu histerisiz bant DGA olduğu için paralel aktif güç filtresi uygulamalarında en çok bu anahtarlama metodu tercih edilmektedir (Kazmierkowski ve ark., 1998). Bu bölümde yarı iletken devre elemanları için anahtarlama sinyallerinin üretilmesinde kullanılan yöntemlerden, histerezis bant kontrolü, doğrusal akım kontrolü, ölü bant akım kontrolünden kısaca bahsedilecek ve gerçekleĢtirilen sistemde kullanılan adaptif histerezis bant (AHB) akım kontrol yöntemi anlatılacaktır. 6.1. Histerezis Bant Akım Kontrolü Histerisiz bant akım kontrolünün prensip seması ġekil 6.1‟de gösterilmiĢtir. Evirici çıkıĢındaki akımı denetlemek için çıkıĢ akımlarıyla referans akımlar karĢılaĢtırılır. Elde edilen hata sinyalleri histerisiz denetleyicilere uygulanarak anahtarlama sinyalleri üretilir. Her fazın histerisiz denetleyicisi o faza ait akım hatasını belirli bir tolerans bandı içinde tutacak Ģekilde anahtarlama sinyalleri üretir. Hata sinyali histerezis bandın üst sınırına ulaĢtığında S4 anahtarı iletime geçerek akımın düĢmesini sağlar, hata sinyali histerezis bandın alt sınırına ulaĢtığında ise S1 anahtarı iletime geçerek akımın artması sağlanır. Bu iĢlem de referans sinyal değiĢse bile hata sinyali histerisiz bant sınırları arasında tutulduğu için çıkıĢ akımının referans sinyali takip etmesi sağlanmıĢ olur. Histerezis bant akım kontrolünün uygulanması basit ve performansı çok yüksektir, bunun yanında değiĢken anahtarlama frekansı gibi önemli dezavantajları da vardır (Buso ve ark., 1998). 45 Iref + - S1 Ierr S4 Histerezis Kontrol Ifa Ifa+ 2 1 3 S1 S1 S4 HB Ifa- S1 S4 S4 ġekil 6.1 Histerezis bant akım kontrolü prensip Ģeması. Paralel aktif güç filtresi uygulamalarının bir çoğunda DA tarafı nötr hattından ayrı sistemler kullanılmaktadır (ġekil 6.2). Bu durumda güç devresinin her bir fazındaki çıkıĢ gerilimi, diğer fazlara ait anahtarların kapalı veya açık olma durumuna göre değiĢmektedir. Tablo 6.1„de eviricinin anahtar konumları ve bu durumlardaki faz gerilimleri görülmektedir (Kale, 2009). S1 anahtarı kapandığında “a” fazının gerilimi 0, 1/3, 2/3Vda değerlerini alabilir. S4 anahtarın kapandığında ise 0, -1/3, -2/3Vda değerlerini alabilir. ġekil 6.3‟te bir anahtarlama periyodu boyunca eviricinin “a” fazı çıkıĢ gerilim ve akım dalga Ģekli görülmektedir. Kaynak geriliminin iĢaretine ve değerine bağlı olarak S1 anahtarı kapandığında faz akımı yükselip düĢebilir, S4 anahtarı kapatıldığında ise akım sürekli düĢer (Bose ve ark., 1990). 46 ġekil 6.2 Gerilim beslemeli evirici. Tablo 6.1 Anahtarlama durumlarına göre faz-nötr ve fazlar arası gerilimler. Gerilim V0 V1 V2 V3 V4 V5 V6 V7 Anahtarlama S1 S3 S5 0 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1 Faz-Nötr Gerilimi Va Vb Vc 0 0 0 2Vda/3 - Vda/3 - Vda/3 Vda/3 Vda/3 -2Vda/3 -Vda/3 2 Vda/3 - Vda/3 -2 Vda/3 Vda/3 Vda/3 - Vda/3 - Vda/3 2 Vda/3 Vda/3 -2 Vda/3 Vda/3 0 0 0 Fazlar Arası Gerilim Vab Vbc Vca 0 0 0 Vda 0 - Vda 0 Vda - Vda - Vda Vda 0 - Vda 0 Vda 0 - Vda Vda Vda - Vda 0 0 0 0 ġekil 6.3 Bir periyot boyunca a fazı filtre akımı ve gerilimi dalga Ģekli. Anahtarlama hızı; histerisiz bandın geniĢliğine, Lf bobin değerine, kaynak geriliminin büyüklüğüne ve DA tarafındaki gerilimin büyüklüğüne bağlıdır. Bobinin veya histerisiz bandın büyük olması veya Vda‟nın küçük olması akımın yükselme hızını 47 ve anahtarlama frekansını küçültür. Bobinin veya histerisiz bandın küçük olması veya Vda‟nın büyük olması akımın yükselme hızını ve anahtarlama frekansının büyük olmasını sağlar. Akımın yükselme hızı dolayısıyla anahtarlama frekansının değeri paralel aktif güç filtresinin yok edeceği harmoniklerin derecesiyle ilgilidir. Anahtarlama frekansı yeterince büyükse yüksek dereceli harmoniklerin de kompanzasyonu yapılabilir (Kale, 2004). 6.2. Doğrusal Akım Kontrolü Doğrusal akım kontrolü genel olarak, hata sinyalinin PI kontrolör çıkıĢında oluĢturduğu referans sinyalin üçgen modülasyon sinyali ile karĢılaĢtırılması ve evirici anahtarlama sinyallerinin oluĢturulması ile gerçekleĢtirilir. (Buso ve ark., 1998; Chen ve ark., 2004). ġekil 6.4‟te doğrusal taĢıyıcı tabanlı akım kontrolünün prensip Ģeması verilmektedir. Paralel aktif güç filtresinin kontrol algoritması tarafından üretilen referans akımlardan filtre çıkıĢındaki akımlar çıkartılarak ihata akım hata sinyali elde edilir. PI kontrolör kullanılarak referans gerilim sinyali (Vref) üretilir. Anahtarlama sinyallerini üretmek için bu gerilim sinyali taĢıyıcı sinyal olarak adlandırılan üçgen dalga Ģekline sahip sinyalle karĢılaĢtırılır. Vref gerilim sinyalinin üçgen sinyalden büyük olduğu yerlerde S4 anahtarı, küçük olduğu yerlerde ise S1 anahtarı iletime geçer. Bu iĢlem üç fazlı sistemlerde her faz için ayrı ayrı yapılarak o faza ait kollardaki anahtarlar kontrol edilir. TaĢıyıcı sinyalin frekansı anahtarlama frekansını vermektedir (Kale, 2009). Iref + Ierr - Vref PI + - S1 S4 Ifa Vüçgen ġekil 6.4 Sinüzoidal PWM. 6.3. Sayısal Ölü-Bant Kontrolü Sayısal ölü-bant kontrol, takip eden modülasyon periyodunun sonunda faz akımının referans faz akımına ulaĢması için faz gerilimini hesaplar. Hesaplamalar 48 genellikle αβ referans yapıda yapılmakta ve sayısal uygulamalar için uygun olan uzay vektör modülasyonu (SVM) kullanılmaktadır (Buso ve ark., 1998). SVM‟nin amacı, uygun anahtarlama kombinasyonlarının bulunması ve geçerli modülasyon Ģekli göz önünde bulundurularak bunların açık kapalı oranlarının belirlenmesidir. SVM, güç devresindeki anahtarların açık veya kapalı kombinasyonlarının oluĢturduğu altı bölgeden oluĢan kompleks yüzeyde uygulanır (Chen ve ark., 2004). Sinüzoidal PWM ve histerisiz bant PWM‟de farklı kollardaki anahtarlar birbirinden bağımsız olarak kontrol edilmektedir. SVM‟de ise her bir koldaki anahtarlar birbirine bağımlı olarak kontrol edilir. Anahtarlama sinyallerini elde etmek için αβ ekseninde referans filtre akımları evirici çıkıĢındaki akımlardan çıkartılarak akım hata sinyalleri elde edilir. Sayısal ölü-bant kontrol kullanılarak akım hata sinyallerinden SVM için gerekli referans gerilim sinyalleri elde edilir (Kale, 2009). Güvenilir olmasına rağmen, uzay vektör modülasyonu iĢlem karmaĢıklığından dolayı düĢük cevap hızına sahiptir (Chen ve ark., 2004). 6.4. Önerilen AHB Akım Kontrolü Klasik histerezis bant akım kontrolünde sistemin yük değiĢimlerinde sistem performansı olumsuz etkilenmektedir. Bu yöntemde yükün normal durumdan büyük olduğu durumlarda belirlenen histerezis band aralığı yüke göre küçük olduğu için anahtarlama frekansı gereksiz yere artmaktadır. Bunun sonucunda sistemde anahtarlama kayıpları artmakta ve sistem verimliliği düĢmektedir. Ayrıca sistemin anahtarlama frekansının çok yükselmesi uygulanabilirlik açısından problemler çıkarmaktadır. Yükün normal durumdan küçük olduğu durumlarda ise belirlenen histerezis band aralığı yüke göre büyük olduğu için anahtarlama frekansı yetersiz kalmakta ve filtre akımı referans akımları takip edememektedir. Bunun sonucunda THD sınırları istenilen seviyenin üzerine çıkarak standartları sağlamamaktadır. Bu problemlerin giderilmesi çalıĢmalarında histerezis band aralığı bulanık mantık yöntemleri ile hesaplanarak dinamik olarak değiĢtirilmektedir. Ancak bu çalıĢmalar simülasyonlar üzerine yapılmıĢ ve çok yüksek anahtarlama frekanslarına gerek duyduğundan pratik olarak uygulanabilirliği değerlendirilememiĢtir. Ancak bu çalıĢmada önerilen yöntemde pratik olarak uygulanabilirlik dikkate alınmaktadır. Bu problemleri ortadan kaldırmak için önerilen adaptif histerezis band (AHB) akım kontrol yönteminde, histerezis band geniĢliğinin değeri yükün ortalama gücüne 49 adaptif hale getirilmektedir. Bunun için alçak geçiren bir filtre ile yükün anlık gerçek gücünün DA bileĢeni elde edilerek ve bu değer histerezis band aralığının belirlenmesinde kullanılarak değiĢken bir histerezis band oluĢturulmaktadır. Burada anahtarlama frekansının düĢük yüklerde aĢırı artmaması için histerezis band aralığının en düĢük değeri sabit olarak belirlenmektedir. Bu yöntemle, sistemde yük değiĢimi olsa bile histerezis band geniĢliği orantılı olarak değiĢtirildiği için sistem performansı belirli seviyede tutulabilmektedir. Yükün artmasıyla birlikte histerezis band aralığı da arttığından, anahtarlama frekansı düĢmekte ve gereksiz anahtarlama THD standartları sağlanacak seviyede düĢürülmektedir. Yükün azalmasıyla histerezis band aralığının da küçülmesi sonucunda THD standartlarının sağlanabilmesi, anahtarlama frekansının arttırılması ile mümkün olmaktadır. Ancak burada anahtarlama frekansının üst sınırının sistem donanımlarıyla ilgili olması ve uygulanabilir olması için belirlenmesi gerekmektedir. Bu da histerezis band aralığının en küçük değerinin sistem parametrelerine uygun olarak sabit bir değer olarak belirlenmesi ile çözülmektedir. Bu yöntemin histerezis band aralığının dinamik olması dıĢında çalıĢma prensibi olarak klasik histerezis band akım kontrol yönteminden baĢka bir farklılığı yoktur. Sistemin çalıĢma prensibi klasik histerezis band ile aynı olduğu için burada detaylı anlatılmaya gerek duyulmamıĢtır. Önerilen yöntemin klasik histerezis band yöntemi ile karĢılaĢtırılması ve performansının incelenmesi ileriki bölümlerde anlatılmaktadır. 50 7. AHB AKIM KONTROLLÜ PAGF’NĠN MATLAB’DA SĠMÜLASYONU Önerilen AHB akım kontrolünün kullanıldığı PAGF‟nin simülasyonunda MATLAB eklentisi olarak sunulan Simulink paket programı kullanılmıĢtır. Bu paket programla dinamik sistemlerin sürekli, kesik ya da her ikisini de içeren sistemlerin simülasyon ve analizlerini yapmak mümkündür. Paket program içerisinde sistem modellenmesinde kullanılmak üzere çok geniĢ bir blok kütüphanesi de mevcuttur. “SimPowerSystems”, simulink paket programı içerisinde elektrik güç sistemlerinin modellenmesi için hazır bloklar içeren bir araç kutusudur. Simülasyonlar hem klasik histerezis band akım kontrolü kullanılarak hem de önerilen AHB akım kontrolü kullanılarak gerçekleĢtirilmektedir. MATLAB modelinin oluĢturulma aĢaması ayrı ayrı anlatılmakta ve elde edilen sonuçlar karĢılaĢtırmalı olarak yorumlanmaktadır. Yük değiĢiminin olduğu sistemlerde iki yöntemin performansı karĢılaĢtırılarak önerilen yöntemin avantajları gösterilmektedir. 7.1. 3 Fazlı Sistemden 2 Fazlı Sisteme DönüĢüm ġekil 7.1‟de 3 fazlı anlık akım ve gerilim değerleri kullanılarak, 2 fazlı αβ durağan yapıdaki akım ve gerilim değerlerinin hesaplanmasında kullanılan blok diyagram görülmektedir. I_lo I V_s V K*u 2 i_alfa-beta Gain K*u 1 v_alfa-beta Gain1 ġekil 7.1 3 faz akım ve gerilimlerin 2 fazlı sisteme dönüĢüm blok diyagramı. Burada anlık akım ve gerilim ölçüm değerleri Denklem 5.1 ve Denklem 5.2‟de verilmiĢ dönüĢüm matrisleri kullanılarak αβ durağan yapısına dönüĢtürülmüĢtür. 51 7.2. Anlık Güçlerin Hesaplanması ġekil 7.2‟de Denklem 5.6‟da eĢitliği verilen, anlık gerçek güç ( p ) ve anlık sanal güç ( q ) değerlerinin hesaplandığı blok diyagram görülmektedir. butter 1 v_alfa_beta MATLAB Function -1 MATLAB Fcn Matrix Multiply 2 Gain Analog Filter Design Product i_alfa_beta -1 ġekil 7.2 Anlık gerçek güç ve anlık sanal gücün hesaplandığı blok diyagram. Gain1 7.3. DA Kondansatör Gerilimi Kontrolü Aktif güç filtresinin DA tarafında gerilim kaynağı olarak kondansatör kullanılmaktadır. Dolayısıyla bu kondansatörün geriliminin belirli bir değerde sabit tutulması gerekmektedir. Bunun için evirici harmonik ve reaktif güç kompanzasyonu için akım üretirken aynı zamanda DA kondansatör gerilimini de belirli seviyede tutması gerekmektedir. ġekil 7.3‟te eviricinin DA tarafında bulunan kondansatör geriliminin istenilen değerde sabit tutulmasını sağlamak amacıyla oluĢturulan blok diyagramı görülmektedir. Vdc PI 1 P_kayip 750 ġekil 7.3 DA kondansatör gerilim kontrolü blok diyagramı. 7.4. Harmonik ve Reaktif Kompanzasyon Ġçin Gerekli Güç BileĢenleri Denklem 5.17 ve Denklem 5.24 dikkate alınarak harmonik ve reaktif güç kompanzasyonu için gerekli güç bileĢenleri olan ( ) ve ( ) değerlerinin bulunduğu blok diyagram ġekil 7.4‟te görülmektedir. Burada gerçek gücün DA bileĢenini bulmak için kesim frekansı 30Hz olan ikinci dereceden bir alçak geçiren filtre kullanılmıĢ ve 2 q 52 gerçek güçten, gerçek gücün DA bileĢeni çıkarılarak, gerçek gücün dalgalı bileĢeni bulunmuĢtur. butter -1 1 p Gain2 1 Analog Filter Design p,q 2 P_kayip -1 2 q Gain1 ġekil 7.4 Gerçek güç dalgalı bileĢeni ( ) ve sanal güç (q) hesaplama blok diyagramı. 7.5. 3 Fazlı Sistemde Kompanzasyon Akımlarının Hesaplanması Denklem 5.24 ve 5.25 göz önüne alınarak, gerçek gücün dalgalı bileĢeni ( ), sanal güç ( q ) ve αβ koordinat sistemindeki gerilim ve akım değerleri kullanılarak 2 fazlı kompanzasyon akımlarının hesaplanması ve bu akımlardan 3 fazlı koordinat sistemindeki kompanzasyon akımlarının bulunması için hazırlanan blok diyagram ġekil 7.5‟te görülmektedir. 1 v_alfa_beta 2 MATLAB Function MATLAB Fcn1 1 i_a_c Matrix Multiply Product1 K*u Gain 2 i_b_c 3 p_c i_c_c 3 q_c ġekil 7.5 Kompanzasyon akımlarının hesaplandığı blok diyagram. 7.6. Evirici Anahtarlama Sinyallerinin Üretilmesi ġekil 7.6 klasik histerezis bant yöntemi ile akım kontrolü için üretilen anahtarlama sinyallerinin oluĢturulduğu blok diyagramı göstermektedir. Bu diyagramda referans akımlarla filtre akımları karĢılaĢtırılmakta ve hata durumuna ve belirlenen tolerans bandına göre gerekli anahtarlama sinyalleri üretilmektedir. Histerezis bant yöntemi önceki bölümlerde ayrıntılı olarak açıklanmıĢtır. 53 2 i_ref 1 i_fb 1 gate_sig ġekil 7.6 Klasik histerezis bant akım kontrolü ile anahtarlama sinyallerinin üretildiği blok diyagram. >0 du/dt <0 2 i_ref >= 1 S Q R !Q S Q R !Q S Q R !Q <= i_fb -K- >0 du/dt <0 >= 1 gate_sig <= -K- >0 du/dt <0 >= -K<= P_r -K- >= 0.5 < 0.5 0.5 ġekil 7.7 AHB yöntemi ile anahtarlama sinyallerinin üretilmesi blok diyagramı. ġekil 7.7‟de adaptif histerezis bant yöntemi ile anahtarlama sinyallerinin üretilmesi için oluĢturulmuĢ blok diyagram görülmektedir. AHB yönteminde histerezis band için belirlenen tolerans band klasik histereziste olduğu gibi sabit değildir. Bu yöntemde histerezis bandın geniĢliği yükün gerçek gücünün DA bileĢeni ile orantılı 54 olarak değiĢtirilmektedir. Histerezis band alt sınırı olarak 0.5A değeri seçilmiĢtir. Histerezis bandın değiĢimini sağlayan P_r değiĢkeni ġekil 7.8‟de verilen blok diyagram ile hesaplanmaktadır. MATLAB Function 1 v_alfa_beta MATLAB Fcn 2 butter P_r Matrix Multiply Analog Filter Design1 Product i_alfa_beta ġekil 7.8 P_r değerinin hesaplandığı blok diyagram. 7.7. PAGF Güç Devresi ġekil 7.9 AGF evirici kısmının blok diyagramını göstermektedir. Anahtarlama elemanı olarak IGBT kullanılmıĢtır. Eviricinin DA tarafında gerilim kaynağı olarak kondansatör kullanılmıĢtır. Filtre çıkıĢlarına ise filtre bobinleri seri olarak bağlanmıĢtır. DA kondansatör geriliminin kontrolü için gerekli olan kondansatör gerilim değerinin g C g C E m E E m g C m ölçümü de bu blok diyagramında görülmektedir. 1 2 + v - 3 g C g C m E m E g C C E B m A 1 gate_sig ġekil 7.9 Evirici blok diyagramı. Vdc 55 7.8. Doğrusal Olmayan Yük Simülasyon modelinde doğrusal olmayan yük olarak köprü diyot kullanılmıĢtır. Sistemde yük değiĢimini sağlamak amacıyla köprü diyot çıkıĢına 3 adet RL yük paralel olarak bağlanmıĢtır. Bu yükler devreye alınarak ve çıkarılarak yük değiĢimi sağlanmıĢ ve AHB akım kontrol yönteminin performansının izlenmesi amaçlanmıĢtır. Kullanılan yükün blok diyagramı ġekil 7.10‟da verilmiĢtir. 1 A A 2 B B C 3 + - Universal Bridge C g m 1 2 g m 1 2 ġekil 7.10 Doğrusal olmayan yük blok diyagramı. 7.9. PAGF’nin Simülasyonu ġekil 7.11‟de MATLAB‟da hazırlanan PAGF simulink modelinin genel blok diyagramı görülmektedir. Modellenen PAGF‟nin değiĢken ve doğrusal olmayan yük durumlarında anlık reaktif güç teorisi tabanlı klasik histerezis bant akım kontrollü simülasyonu ile adaptif histerezis bant akım kontrollü simülasyonu karĢılaĢtırılmıĢtır. Simülasyonlarda doğrusal olmayan yük olarak diyot doğrultucu ve DA tarafta RL yük kullanılmıĢtır. Bu yük Ģebekeden hem harmonik akım hem de reaktif güç çekmektedir. Discrete, Ts = 1e-006 s. pow ergui A A a A a A B B b B b B C C c C c C Source Non-Linear Load I_f i_f b gate_sig i_ref erance Referance Current Calculation i_ref PWM Pulse Generator gate_sig A a A B b B C c C Switching Circuit ġekil 7.11 PAGF genel blok diyagramı. 56 7.9.1. Klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonu Klasik yöntem ile kontrol edilen PAGF simülasyonunda kullanılan doğrusal olmayan yükün parametreleri ve diğer parametreler Tablo 7.1‟de verilmiĢtir. Tablo 7.1 Klasik HB akım kontrollü PAGF simülasyon parametreleri. Vs 380V (faz-faz) F 50Hz Lh 1mH Lf 4.5mH HB 1A Yük (20ohm,10mH) 12.8kW DA kondansatör gerilimi 750V ġekil 7.12‟den ġekil 7.29‟a kadar olan grafikler klasik histerezis band akım kontrolü kullanılarak yapılan simülasyondan elde edilen grafiklerdir. Bu grafiklerde, doğrusal olmayan yükün güç bileĢenleri, yük akımı ve kaynak akımı ve harmonik bozulumları, DA kondansatör gerilimi, filtre akımı ve referans akımı takip etme hızı gibi grafikler verilmiĢtir. Yapılan bu simülasyonda ortalama anahtarlama frekansı (fa) 6.7kHz olarak ortaya çıkmıĢtır. Bu anahtarlama frekansı pratik olarak uygulanabilir seviyededir. 5xAkım Gerilim 300 Akım [A], Gerilim [V] 200 100 0 -100 -200 -300 0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 Zaman [s] 0.36 ġekil 7.12 Yük gerilimi ve yük akımı. 0.37 0.38 0.39 0.4 57 5xAkım Gerilim 300 Akım [A], Gerilim [V] 200 100 0 -100 -200 -300 0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 Zaman [s] 0.36 0.37 0.38 0.39 0.4 ġekil 7.13 Kaynak gerilimi ve kaynak akımı. Akım [A], Gerilim [V] 150 5xAkım Gerilim 100 50 0 0.321 0.322 0.323 0.324 0.325 0.326 Zaman [s] 0.327 0.328 0.329 0.33 ġekil 7.14 Kaynak akımının dalga Ģekli. 50 Filtre Akımı Referans Akımı 40 30 Akım [A] 20 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 Zaman [s] 0.36 ġekil 7.15 Filtre akımı ve referans akım. 0.37 0.38 0.39 58 Filtre Akımı Referans Akımı 15 10 Akım [A] 5 0 -5 -10 0.321 0.322 0.323 0.324 0.325 Zaman [s] 0.326 0.327 0.328 0.329 0.33 ġekil 7.16 Filtre akımının referans akımı izlemesi. 10 9 8 7 [%thd] 6 5 4 3 2 1 0 0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 [s] 0.36 0.37 0.38 0.39 0.4 0.39 0.4 ġekil 7.17 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumunun değiĢimi. 2 1.5 Gerilim [V] 1 0.5 0 -0.5 -1 0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 Zaman [s] 0.36 ġekil 7.18 Anahtarlama sinyali. 0.37 0.38 59 1.4 1.2 Gerilim [V] 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 0.321 0.322 0.323 0.324 0.325 Zaman [s] 0.326 0.327 0.328 0.329 0.33 ġekil 7.19 Anahtarlama sinyali. 1000 900 800 Gerilim [V] 700 600 500 400 300 200 100 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.20 DA Kondansatör gerilimi. 780 778 776 Gerilim [V] 774 772 770 768 766 764 762 760 0.305 0.31 0.315 0.32 Zaman [s] 0.325 ġekil 7.21 DA Kondansatör gerilimindeki dalgalanma. 0.33 0.335 Magnitude based on "Base Peak" - Parameter 60 25 20 15 10 5 0 0 5 10 15 20 25 Order of Harmonic 30 35 40 45 50 40 45 50 ġekil 7.22 Yük akımı harmonik dağılımı. Magnitude based on "Base Peak" - Parameter 30 25 20 15 10 5 0 0 5 10 15 20 25 Order of Harmonic 30 35 ġekil 7.23 Kaynak akımı harmonik dağılımı. Gerçek Güç [W] 15000 10000 5000 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 ġekil 7.24 Yükün anlık gerçek gücü. 0.3 0.35 0.4 61 Gerçek Güç DA BileĢen [W] 15000 10000 5000 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 0.35 0.4 0.35 0.4 ġekil 7.25 Yükün aktif gücü (anlık gerçek gücün DA bileĢeni). Gerçek Güç Dalgalı BileĢen [W] 1.5 x 10 4 1 0.5 0 -0.5 -1 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 ġekil 7.26 Yükün harmonik güç bileĢeni (anlık gerçek gücün AA bileĢeni). 1 x 10 4 0.8 0.6 Sanal Güç [IVA] 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 ġekil 7.27 Yükün anlık sanal gücü. 0.3 0.35 0.4 62 1 x 10 4 Sanal Güç DA BileĢen [Var] 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 0.35 0.4 0.35 0.4 ġekil 7.28 Yükün reaktif gücü (anlık sanal gücün DA bileĢeni). 1 x 10 4 Sanal Güç Dalgalı BileĢen [IVA] 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 ġekil 7.29 Yükün harmonik güç bileĢeni (anlık sanal gücün AA bileĢeni). Klasik histerezis band yöntemi ile yapılan diğer simülasyonlarda alınan ortalama anahtarlama frekans (fa) ve kaynak akımındaki THD değerleri Tablo 7.2‟de verilmiĢtir. Tablodan görüldüğü gibi HB değerinin sabit olduğu durumlarda yükün değiĢimi ile THD değeri oldukça değiĢmektedir. THD ya sınırlar dıĢına çıkmakta ya da gereksiz anahtarlama yapılarak sınırın çok altında oluĢmaktadır. Ġlk durumda yani THD sınırları aĢtığı durumda, harmonik standartlar sağlanamamıĢ olmakta, ikinci durumda yani THD‟nin standartların çok altında olduğu durumlarda anahtarlama frekansı çok yüksek olmaktadır. Dolayısıyla anahtarlama kayıpları fazla olmakta aynı zamanda pratik olarak bu anahtarlama frekanslarına ulaĢmakta zor hale gelmektedir. Klasik histerezis band yönteminde HB değeri sabit olduğu için PAGF performansı yükün artıĢ yönündeki değiĢimi ile kaynak akımı THD‟si açısından, yükün azalma yönündeki değiĢimi ile anahtarlama frekansı açısından olumsuz etkilenmektedir. Örneğin; Lf 2.5mH, HB değeri 0.75A olduğu durumda, yük 6.4kW iken, anahtarlama frekansı 16.7kHz olmakta ve kaynak akımının THD‟si %4.9 çıkmaktadır. Ancak aynı durumda yükün 3.2kW‟a 63 düĢmesi ile anahtarlama frekansı 17.3kHz‟e çıkarken kaynak akımının THD‟si %9.8‟e çıkarak THD sınır değerini aĢmaktadır. Dolayısıyla THD standartları sağlanamamaktadır. Aynı durumda yük 12.8kW‟a çıkarılırsa, bu durumda da 16.1kHz‟lik anahtarlama ile THD değeri %2.6‟ya düĢürülmektedir. THD sınırının %5 olduğu düĢünülürse, burada anahtarlama frekansını düĢürerek THD‟yi sınır değere yaklaĢtırmak anahtarlama kayıpları açısından avantaj oluĢturacaktır. Tablo 7.2 Klasik HB yöntemi ile yapılan simülasyonlarda fa ve THD. P=3.2kW P=6.4kW P=12.8kW HB=0.5 HB=0.75 HB=1 Lf=1.5mH 40.1kHz, %7.5 28.4kHz, %10.2 - Lf=2.5mH 25.1kHz, %6.8 17.3kHz, %9.8 - Lf=3.5mH 18.4kHz, %6.5 12.1kHz, %9.4 - Lf=4.5mH 14.4kHz, %6.3 9.2kHz, %9.3 - Lf=1.5mH 39.2kHz, %3.9 27.1kHz, %5.1 21.2kHz, %6.7 Lf=2.5mH 24.4kHz, %3.5 16.7kHz, %4.9 12.4kHz, %6.4 Lf=3.5mH 17.6kHz, %3.4 11.7kHz, %4.8 8.8kHz, %6.3 Lf=4.5mH 13.6kHz, %3.4 9.2kHz, %4.6 6.7kHz, %6.2 Lf=1.5mH - 26.4kHz, %2.8 20.3kHz, %3.5 Lf=2.5mH - 16.1kHz, %2.6 12.1kHz, %3.3 Lf=3.5mH - 11.2kHz, %2.5 8.4kHz, %3.2 Lf=4.5mH - 8.5kHz, %2.5 6.4kHz, %3.1 7.9.2. Adaptif histerezis band (AHB) akım kontrollü PAGF simülasyonu AHB akım kontrollü PAGF simülasyonunda kullanılan doğrusal olmayan yükün parametreleri ve diğer parametreler Tablo 7.3‟de verilmiĢtir. Tablo 7.3 AHB akım kontrollü PAGF simülasyon parametreleri. Vs 380V (faz-faz) F 50Hz Lh 1mH Lf 4.5mH AHB - Yük (değiĢken) 6kW-18kW DA kondansatör gerilimi 750V 64 ġekil 7.30‟dan ġekil 7.42‟ye kadar olan grafikler AHB akım kontrolü kullanılarak yapılan simülasyondan elde edilen grafiklerdir. Bu grafiklerde, yük akımı, kaynak akımı ve harmonik bozulumları, DA kondansatör gerilimi, filtre akımı ve referans akımı takip etme hızı ve histerezis bandın değiĢimi gibi grafikler verilmiĢtir. Güç bileĢenleri klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonlarında verildiği için bu simülasyon sonuçlarında verilmemiĢtir. AHB akım kontrollü PAGF yük değiĢimi olsa bile kaynak akımının THD değerini sınırlar içinde tutmuĢtur. Yapılan bu simülasyonda ortalama anahtarlama frekansı 7.5 kHz olarak ortaya çıkmıĢtır. Bu anahtarlama frekansı pratik olarak uygulanabilir seviyededir. 5xAkım Gerilim 300 Akım [A], Gerilim [V] 200 100 0 -100 -200 -300 0.1 0.15 0.2 0.25 Zaman [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.30 Yük akımı ve gerilimi. 5xAkım Gerilim 300 Akım [A], Gerilim [V] 200 100 0 -100 -200 -300 0.1 0.15 0.2 0.25 Zaman [s] 0.3 ġekil 7.31 Kaynak akımı ve gerilimi. 0.35 0.4 65 5xAkım Gerilim Akım [A], Gerilim [V] 140 130 120 110 100 90 80 0.261 0.262 0.263 0.264 0.265 Zaman [s] 0.266 0.267 0.268 ġekil 7.32 Kaynak akımı dalga Ģekli. 50 Filtre Akımı Referans Akımı 40 30 Akım [A] 20 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 0.1 0.15 0.2 0.25 Zaman [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.33 Filtre akımı ve referans akımı. Filtre Akımı Referans Akımı 15 10 Akım [A] 5 0 -5 -10 -15 0.25 0.252 0.254 0.256 0.258 Zaman [s] 0.26 0.262 ġekil 7.34 Filtre akımının referans akımı izlemesi. 0.264 0.266 66 50 45 40 35 [%thd] 30 25 20 15 10 5 0 0.1 0.15 0.2 0.25 [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.35 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. 1000 900 800 Gerilim [V] 700 600 500 400 300 200 100 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.36 DA kondansatör gerilimi. 770 Gerilim [V] 765 760 755 750 745 740 0.296 0.298 0.3 0.302 0.304 0.306 Zaman [s] 0.308 0.31 0.312 ġekil 7.37 DA kondansatör gerilimindeki dalgalanma. 0.314 0.316 67 2 1.5 Gerilim [V] 1 0.5 0 -0.5 -1 0.1 0.15 0.2 0.25 Zaman [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.38 Anahtarlama sinyali. 1 Gerilim [V] 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0.25 0.251 0.252 0.253 Zaman [s] 0.254 0.255 0.256 ġekil 7.39 Anahtarlama sinyali. 5 4.5 4 Akım [A] 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 Zaman [s] 0.25 0.3 ġekil 7.40 Adaptif histerezis bandın (AHB) değiĢimi. 0.35 0.4 68 Magnitude based on "Base Peak" - Parameter 14 12 10 8 6 4 2 0 0 5 10 15 20 25 Order of Harmonic 30 35 40 45 50 40 45 50 ġekil 7.41 Kaynak akımı harmonik dağılımı. Magnitude based on "Base Peak" - Parameter 14 12 10 8 6 4 2 0 0 5 10 15 20 25 Order of Harmonic 30 35 ġekil 7.42 Yük akımı harmonik dağılımı. Filtre bobin değerinin değiĢtirilmesi ile yapılan diğer simülasyonlarda harmonik standartlar yükün değiĢimine bağlı olmaksızın sağlanmıĢtır (ġekil 7.43, ġekil 7.44, ġekil 7.45). Ancak filtre bobin seçiminin anahtarlama frekansını etkilediği görülmektedir. Dolayısıyla bobin seçimi ile anahtarlama frekansının makul seviyelerde tutulması gerekmektedir. 69 50 45 40 35 [%thd] 30 25 20 15 10 5 0 0.1 0.15 0.2 0.25 [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.43 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=3.5mH) 50 45 40 35 [%thd] 30 25 20 15 10 5 0 0.1 0.15 0.2 0.25 [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.44 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=2.5mH) 50 45 40 35 [%thd] 30 25 20 15 10 5 0 0.1 0.15 0.2 0.25 [s] 0.3 0.35 0.4 ġekil 7.45 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=1.5mH) AHB kullanılarak yapılan PAGF simülasyonlarında alınan THD değerleri ve ortalama anahtarlama frekansı değerleri Tablo 7.4„te görülmektedir. Bu tabloda üç sütunda ayrı ayrı verilen THD değerleri her yük değiĢimi sonunda alınan THD değerlerini göstermektedir. 70 Tablo 7.4 AHB yöntemi ile yapılan simülasyonlarda fa ve THD. fa %THD1 %THD2 %THD3 Lf=1.5mH 22.1 kHz 4.9 5.0 5.2 Lf=2.5mH 13.6 kHz 4.8 4.9 5.1 Lf=3.5mH 9.8 kHz 4.7 4.8 5.0 Lf=4.5mH 7.5 kHz 4.7 4.8 4.9 Tablo 7.4 incelendiğinde, yükün değiĢmesi ile oluĢan THD1, THD2 ve THD3 değerleri birbirine çok yakındır. Dolayısıyla THD değeri yükün değiĢiminden klasik sisteme göre daha az etkilenerek hedef değerde tutulmaktadır. Ortalama anahtarlama frekansı ise pratik olarak uygulanabilir seviyelerde oluĢmaktadır. Tablo 7.5‟de klasik histerezis bant (HB=0.75) ve adaptif histerezis bant yöntemleri karĢılaĢtırılmıĢtır. Bu tablodan da görüldüğü gibi hem ortalama anahtarlama frekansı olarak hem de THD standartlarının yük değiĢimlerinde de sağlanabilmesi açısından AHB akım kontrol yönteminin klasik histerezis bant akım kontrol yöntemine göre performansı daha iyi olmaktadır. Tablo 7.5 Adaptif histerezis band ve klasik histerezis band yöntemlerinin karĢılaĢtırılması. Adaptif Histerezis Band Klasik Histerezis Band (HB=0.75) fa THD1 THD2 THD3 fa THD1 THD2 THD3 Lf=1.5mH 22.1 kHz %4.9 %5.0 %5.2 27.3kHz %2.8 %5.1 %10.2 Lf=2.5mH 13.6 kHz %4.8 %4.9 %5.1 16.7kHz %2.6 %4.9 %9.8 Lf=3.5mH 9.8 kHz %4.7 %4.8 %5.0 11.6kHz %2.5 %4.8 %9.4 Lf=4.5mH 7.5 kHz %4.7 %4.8 %4.9 8.9kHz %2.5 %4.6 %9.3 71 8. PAGF PROTOTĠPĠNĠN GERÇEKLEġTĠRĠLMESĠ VE DENEYSEL ÇALIġMALAR GerçekleĢtirilen PAGF prototipinin prensip Ģeması ġekil 8.1‟deki gibidir. GerçekleĢtirilen sistemde referans akımı bulmak için anlık reaktif güç teorisi kullanılmıĢtır. Akım kontrol tekniği olarak bu çalıĢmada sunulan adaptif histerezis band akım kontrol tekniği kullanılmıĢtır. Prototip için hazırlanan devre katları ileriki baĢlıklar altında ayrıntılı olarak açıklanacaktır. ω iSa iLa Lh 3-Fazlı ω Doğrusal Olmayan Yük ω vS ifa va vb vc iLa iLb iLc Lf SEMIX13 IGBT Modül ġarj Dirençleri Cda ifa ifb ifc Faz Gerilimleri (va vb vc) Yük Akımları Filtre Akımları (iLa iLb iLc) (ifa ifb ifc) Akım-Gerilim Ölçüm Katları SKHI 61 IGBT Sürücü Devresi ezDSP TMS320F2812 DA Gerilim Ölçüm Katı Koruma Devresi ġekil 8.1 PAGF prototipinin prensip Ģeması. GerçekleĢtirilen PAGF prototipinin genel özellikleri Tablo 8.1‟de verilmiĢtir. Bobin değerleri sistemin performansına göre değiĢtirilebilecek Ģekilde kademeli olarak tasarlanmıĢtır. PAGF deney düzeneğinin genel görüntüsü ġekil 8.2‟deki gibidir. 72 Tablo 8.1 PAGF genel özellikleri. ġebeke Gerilimi 380V (faz-faz), 50Hz Yük AA tarafı bobini 2,5mH Yük DA tarafı bobini - Yük DA tarafı direnci 120ohm Filtre bobini 2,5mH Ön Ģarj dirençleri 20ohm DA Kondansatörü 750V DA, 680μF 5 7 3 8 9 1 4 2 6 10 ġekil 8.2 PAGF deney düzeneği genel görünümü. 1- Akım Ölçüm Katı 2- Gerilim Ölçüm Katı 3- DA Gerilim Ölçüm Katı 4- DSP Katı 5- Güç Katı 6- Yük Katı 7- Koruma Katı 8- Hat ve Filtre Bobinleri 73 9- ġarj Dirençleri 10- Besleme Katı. 8.1. Akım Ölçüm Katı PAGF‟nin anlık reaktif güç tabanlı kontrolünün yapılması için yük akımı ve filtre akımının ölçülmesi gerekmektedir. Bunun için öncelikle yüksek akımın düĢürülmesi ve DSP analog giriĢlerine uygun hale getirilmesi gerekir. Bu amaçla akım ölçüm devresinde LEM firmasının ürettiği LA55-P akım sensörü kullanılmıĢtır. Bu sensör hall-effect prensibi ile çalıĢan ve çevirme oranı 1000:1 olan bir sensördür. Simetrik 12-15V DA gerilim aralığında beslenen ve ölçüm ucundan maksimum 50mA akım veren bu sensörün primer sargısı, ölçüm yapılan hat ile ölçüm devresi arasındaki izolasyonu da sağlamaktadır. Sensörün doğruluğu besleme değerine göre %0,65-%0,90 aralığında olmaktadır. Akım ölçüm katları her faz için tasarlanan opamplı devreler ile bu devrelerin üzerine takılabileceği bir ana karttan oluĢmaktadır. Ana kart üzerinde LEM akım sensörleri, her faz için tasarlanmıĢ opamplı devrenin takılabileceği soketler ve giriĢ çıkıĢ soketleri bulunmaktadır. Tasarlanan akım ana kart devresinin devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.3 ve ġekil 8.4„te verilmiĢtir. 1 2 M -V A1-D1 J4 100nF C2 C5 100nF 100nF C3 C6 100nF 100nF L1B R1 AGND J1 1 2 3 J6 +5V +15V DGND -15V DGND M2 DGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND D0 A1 +15V AGND -15V D2 DGND 1 2 280 +5V DGND 5V 5V J8 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L2B 15V R2 J7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L2T 1k 15V J2 +15V A2-D2 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 D1 100nF J5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L1T C4 +V M3 -15V 3 +15V +15V A0-D0 +15V -15V M1 AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND A0 +V M2 -15V 1 2 M -V 3 +V M1 -15V 1 2 M -V C1 +15V LA55P/SP1 AGND LEM3 LA55P/SP1 -15V LEM2 LA55P/SP1 3 LEM1 +5V +15V DGND -15V DGND M3 DGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND D1 A2 J9 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L3T +5V DGND DGND DGND D2 J3 1 2 3 4 5 6 7 8 A2 A1 A0 AGND D0 D1 D2 DGND OUT L3B ġekil 8.3 Akım ölçüm ana kartı devre Ģeması. ġekil 8.3‟te görülen akım ölçüm ana kart devresinde LEM sensörleri, besleme devrelerinden gelebilecek parazitleri engellemek için kondansatörler, akım ölçüm 74 kartlarının takılabileceği soketler, simetrik 15V DA ve 5V DA beslemeler için soketler, ve üç faz için oluĢturulmuĢ analog ve dijital çıkıĢların alındığı soket bulunmaktadır. ġekil 8.4 Akım ölçüm ana kartı pcb çizimi. Ana kart üzerindeki LEM sensörlerinden alınan akım bilgilerinin DSP analog giriĢ aralığı olan 0-3V aralığına uygun hale getirilmesi için tasarlanan opamplı devreler bu ana kart üzerine takılmaktadır. Bu devrelerde LEM sensöründen alınan akım bilgisi önce bir direnç üzerinden gerilim bilgisine çevrilmekte daha sonra opamplı bir tam dalga doğrultucu ile negatif sinyaller pozitif iĢaretli hale getirilmektedir. Opamp kazançlarını ayarlayabilmek için çok turlu trimpotlar kullanılmıĢtır. Ayrıca pozitif ve negatif sinyalleri DSP içerisindeki algoritmada belirleyebilmek için sıfır geçiĢ dedektörü tasarlanmıĢ ve bu dedektör çıkıĢından 0-3.3V seviyelerinde lojik sinyal elde edilmiĢtir. Dolayısıyla tam dalga haline getirilen analog sinyal bilgisinin pozitif olduğu durumlarda lojik 1 (3.3V), negatif olduğu durumlarda lojik 0 (0V) üreten bir devre de aynı kart üzerinde bulunmaktadır. Dijital çıkıĢ veren devre ve analog çıkıĢ veren devrenin GND‟leri parazitlerin giriĢimini engellemek amacıyla ayrı tutulmuĢ ve kart 75 üzerinde bir noktadan birleĢtirilmiĢtir. Her faz için tasarlanmıĢ olan ve akım ölçüm ana kartı üzerine takılabilen bu akım ölçüm kartının devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.5 ve ġekil 8.6‟da verilmiĢtir. 100nF 100nF C5 D5 R16 +15V C2 100nF AGND 2.2k 15V D6 100nF C6 C1 R17 +5V J7 DGND 270 100nF DI 5V 2 AGND 1k U3 3 6 OP07 R12 R14 1.5k 1.5k 2 R10 D4 10k +15V -15V M AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND A_OUT M RV1 3.3k J4 HW 2k R6 M RV2 R8 10k 2.7k 270 4 5 R7 R2 10k 3 5.6k D1 6 6 A_OUT 3 D2 1N4148 R4 U2 2 1N4148 OP07 7 1 R5 FW 2.7k U1 2 J3 2k 4 5 180 R3 OP07 R9 7 1 R1 +5V DGND DGND DGND DGND DGND DGND DGND DGND DGND DGND D_OUT D_OUT R18 2.2k D3 3.3k 3.3V 0.5W 10k ġekil 8.5 Akım ölçüm kartı devre Ģeması. ġekil 8.6 Akım ölçüm kartı pcb çizimi. +15V AGND +15V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 R15 270 4N25 -15V -15V J6 J2 R71 4 10k AGND L1T L1B R13 1N4148 +15V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 D0 6 5 7 1 J1 J5 U4 1 DGND R11 +15V -15V AGND 4 5 100nF +5V C3 -15V C4 76 Yük ve filtre çıkıĢ akımlarının ölçümü için yapılan akım ölçüm ana kartının ve her faz için yapılmıĢ akım ölçüm kartının resimleri ġekil 8.7 ve ġekil 8.8‟de verilmiĢtir. Her faz için yapılan akım ölçüm kartlarının, akım ölçüm ana kartı üzerine takılmıĢ hali ġekil 8.9‟daki gibidir. Bu devreden yük akımı ve filtre akımı ölçümlerinde kullanılmak üzere iki adet yapılmıĢtır. ġekil 8.7 Akımı ölçüm kartı. ġekil 8.8 Akım ölçüm ana kartı. 77 ġekil 8.9 3 faz akım ölçümü için yapılan ölçüm katı. 8.2. Gerilim Ölçüm Katı PAGF‟nin anlık reaktif güç tabanlı kontrolünde Ģebeke faz gerilimlerinin ölçülmesi gerekmektedir. Bu ölçümü yapmak için yine LEM firmasının ürettiği LV25-P gerilim sensörü kullanılmıĢtır. Bu gerilim sensörünün çevirme oranı 2500:1000, besleme gerilimi ise simetrik 12-15V DA arasındadır. Primer sargısının akımının, ölçülen gerilimin maksimum değerinde 10mA olması için 33kohm 5W‟lık direnç primer sargıya seri bağlanmıĢtır. Bu durumda sekonder uçtan alınacak akım değeri 25mA olacaktır. Sekonder taraftan alınan akım bilgisi bir direnç üzerinden gerilim bilgisine çevrilerek kullanılmaktadır. Bu gerilim sensörünün doğruluğu %0,8-%0,9 aralığındadır. Gerilim ölçüm ana kartı ve gerilim ölçüm kartlarının tasarım mantığı akım ölçümü ile aynıdır. Sadece opamplı devrelerdeki kazanç ayarları değiĢmektedir. Gerilim ölçüm ana kartı devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.10 ve ġekil 8.11‟de verilmiĢtir. 78 J10 1 2 3 4 RSTN R5 33k HT+ 5 HT- HT+ +V 100nF 100nF C2 C5 D2 100nF 100nF C3 C6 100nF 100nF R2 DGND J2 -V 1 2 3 1 M +15V AGND -15V 15V LV25-P -V 3 +V 2 1 M LEM3 LV25P LV25-P -V 3 2 1 LEM2 LV25P LV25-P +V 4 5 HT- 1k 280 5V +5V DGND J6 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L1B +5V DGND DGND DGND D0 +15V -15V M2 AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND A1 -15V +15V M3 J5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L1T -15V M2 J4 +15V -15V M1 +15V 5V +15V -15V M1 AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND A0 J7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 J8 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L2T C4 -15V LEM1 2 HT+ 1 2 3 C1 15V AGND J1 A2-D2 4 5 4 A1-D1 LV25P M R1 33k A0-D0 HT- D1 33k +15V R4 AGND R3 L2B +5V DGND DGND DGND D1 +15V -15V M3 AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND AGND A2 J9 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 L3T +5V DGND DGND DGND D2 J3 1 2 3 4 5 6 7 8 A2 A1 A0 AGND D0 D1 D2 DGND OUT L3B ġekil 8.10 Gerilim ölçüm ana kartı devre Ģeması. ġekil 8.11 Gerilim ölçüm ana kartı pcb çizimi. Gerilim ölçüm ana kartının ve gerilim ölçüm kartının resimleri ġekil 8.12 ve ġekil 8.13, gerilim ölçüm katının resmi ise ġekil 8.14‟teki gibidir. 79 ġekil 8.12 Gerilim ölçüm kartı. ġekil 8.13 Gerilim ölçüm ana kartı. ġekil 8.14 3 faz gerilim ölçümü için yapılan ölçüm katı. 80 8.3. DA Gerilim Ölçüm Katı DA kondansatör geriliminin ölçümü için Analog Devices firmasının AD210AN izolasyon yükselteci kullanılmıĢtır. Bu izolasyon yükseltecinin fonksiyonel blok diyagramı ġekil 8.15‟te verilmiĢtir. ġekil 8.15 AD210AN fonksiyonel blok diyagramı. AD210AN izolasyon yükselteci 2500V(rms) izolasyon sağlayan, giriĢ, çıkıĢ ve besleme portlarının izole edildiği, lineerliği yüksek ve besleme gerilimi 15V DA olan bir devre elemanıdır. DA Kondansatör geriliminin maksimum değerinin 1000V kabul edilerek, bu gerilim değerini DSP‟nin analog giriĢine yani 0-3V aralığına indirgemek için yapılan DA ölçüm kartının devre Ģeması ġekil 8.16‟da, pcb çizimi ise ġekil 8.17‟de verilmiĢtir. 81 RV1 J6 1k J2 2 1 1 2 15V Top 5 4 U1 J5 1 2 6 2.2k 3 D1 1 2 3 4 1 7 out J3 R1 2 1N4730A Bott_R LM741 AD210AN J1 RS J4 1 2 RF 10k 1M in 1 2 3 4 5 6 Bott_L ġekil 8.16 DA ölçüm kartı devre Ģeması. ġekil 8.17 DA ölçüm kartı pcb çizimi. 8.4. DSP Katı Sistemde kullanılan sayısal iĢaret iĢlemcisi Texas Instruments firmasının ürettiği TMS320F2812 iĢlemcisinin kullanıldığı ve Spectrum Digital firmasının ürünü ezDSPF2812 DSP kartıdır. Bu DSP kartı sabit noktalı iĢlem yapan ve C/C++ programlama desteğine sahiptir. DSP kartı ile birlikte Code Composer Studio yazılımı gelmekte ve bu yazılım ile veya bu yazılım üzerinden Matlab veya Vissim paket programları ile DSP kodları üretilebilmektedir. Kullanılan DSP kartındaki iĢlemcinin özellikleri Tablo 8.2‟de, DSP kartı ise ġekil 8.18‟de verilmiĢtir. 82 Tablo 8.2 TMS320F2812 Özellikleri. ĠĢlemci Hızı 32bit 150 MIPS RAM Hafızası 18K words Flash Hafızası 128K words SRAM Hafızası 64K words PWM 16 adet 6.67ns çözünürlüklü PWM kanalı Zamanlayıcı 3 adet 32bit zamanlayıcı Analog Sayısal Çevirici 2x8 kanal 16 bit 80ns çevrim hızı Sayısal GiriĢ ÇıkıĢ Portları 7x8 adet giriĢ/çıkıĢ Programlama C/C++, Matlab, Vissim ġekil 8.18 ezDSP F2812 DSP kartı. DSP kartı üzerinde bulunan portların kullanımının zorluğundan dolayı, sadece gerekli uçların bir genel arayüz kartı üzerine alınması düĢünülmüĢtür. Bu amaçla gerçekleĢtirilen arayüz kartı üzerinde ölçüm devrelerinden alınan analog ve dijital sinyallerin girilebileceği soketler, DSP tarafından üretilen PWM sinyallerinin IGBT sürücü kartına gönderileceği soket mevcuttur. Ayrıca PWM sinyallerinin 3.3V olan gerilim seviyelerinin, IGBT sürücü kartının ihtiyacı olan 15V seviyesine çıkarılması için kullanılan seviye kaydırıcı MC14504B entegresi de bu arayüz kartı üzerindedir. Tasarlanan bu DSP arayüz kartının devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.20 ve ġekil 8.19‟da verilmiĢtir. DSP kartı bu arayüz kartı üzerine takılarak gerekli portlar arayüz kartı üzerine alınmıĢ olmaktadır. 83 ġekil 8.19 DSP arayüz kartı pcb çizimi. FromDcVoltage 1 2 J13 FromLineVoltage 1 2 3 4 5 6 7 8 J12 FromFilterCurrent 1 2 3 4 5 6 7 8 J11 FromLineCurrent 1 2 3 4 5 6 7 8 J10 P4/P8 IOConn P4 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 DSP TO DRIVER INTERFACE CARD J4 J13 (ADCINB03-GND) J13 (P5,4-GND) J13 (VDC-GND) J9 (EPWM1-EPWM2-EPWM3-EPWM4-EPWM5-EPWM6) J9 (P8,1,5-P8,2,5-P8,1,6-P8,2,6-P8,1,7-P8,2,7) J9 (AH-AL-BH-BL-CH-CL-15V-GND) J11 (ADCINA02-ADCINA01-ADCINA00-GND-P4,11-P4,12-P4,13-GND) J11 (P9,2,3-P9,2,2-P9,2,1-GND-P4,11-P4,12-P4,13-GND) J11 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 4 3 2 1 J12 (ADCINB02-ADCINB01-ADCINB00-GND-P4,17-P4,18-P4,19-GND) J12 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND) J12 (P5,3-P5,2-P5,1-GND-P4,17-P4,18-P4,19-GND) 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 J10 (ADCINA03-ADCINA04-ADCINA05-GND-P4,14-P4,15-P4,16-GND) J10 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND) J10 (P9,2,4-P9,2,5-P9,2,6-GND-P4,14-P4,15-P4,16-GND) J8 P5/P9 AnalogIntConn P9-2 J5 J6 P5/P9 AnalogIntConn P9-1 P5/P9 AnalogIntConn P5 J2 3 2 1 P4/P8 IOConn P8-2 J1 3 2 1 U1 R1 P4/P8 IOConn P8-1 J3 1 2 3 4 P2 R2 1.6k R3 1.6k 2 3 4 5 6 7 8 1.6k VCC DGND AGND COMPH COMPL CH0 CH1 COM VREF OSC CS CLK DI DO INT EOC J9 1 2 3 4 5 6 7 8 ToDriver MC14504B SW1 1 2 3 4 8 7 6 5 switch ġekil 8.20 DSP arayüz kartı. 1 16 10 15 14 13 12 11 9 R4 1.6k R5 1.6k R6 1.6k 84 DSP‟nin programlanmasında Matlab/Simulink paket programı kullanılmıĢtır. DSP ile gelen Code Composer Studio (CCS) programı C/C++ dil desteğine sahiptir. CCS ile DSP kodlarının yazılması oldukça zaman alan ve karmaĢık bir yöntem olduğu için, bu çalıĢmada Matlab/Simulink programı tercih edilmiĢtir. Kullanılan DSP için Simulink‟te gerekli kütüphaneler “Target Support Package TC2” araç kutusunda mevcuttur. Sabit noktalı iĢlem yapan iĢlemcilerin kayan noktalı iĢlemci hassasiyetinde ve hızlı iĢlem yapabilmesini sağlayan IQMath kütüphanesi de aynı araç kutusunda mevcuttur. Simulink‟te hazırlanan PAGF modeli derlendiğinde, Matlab, CCS programına bağlantı kurarak, DSP için gerekli C kodlarını otomatik olarak üretmekte ve DSP‟ye yüklemektedir. Gerekli olan algoritma optimizasyonları CCS programında kodlar üzerinden de gerçekleĢtirilebilmektedir. Matlab/Simulink‟te oluĢturulan PAGF modelinin genel blok diyagramı ġekil 8.21‟de görüldüğü gibidir. pc-qc calculation Vdc Vdc ILa DC Voltage ILa ILb p p q q pc pc qc qc ic_alf a ic_alf a ILb v _alf a ILc Va v _alf a v _beta Line Current Vb Vc ic_beta Va Vb ic_beta ic_a ic_a ic_b ic_b ic_c ic_c Inverse Clarke IFa iFa IFb iFb IFc iFc v _beta P_r p-q calculation Icalfa-Icbeta calculation Ah Al Bh Bl Filter Current P_r Ch Cl Line Voltage Gate Signals PWM Generation F2812 eZdsp ġekil 8.21 DSP programı için oluĢturulan Matlab modeli. 8.5. Güç Katı Güç katı kısmında SEMIKRON firmasının ürettiği SEMIX101GD128Ds kodlu IGBT modül kullanılmıĢtır. Bu modül 6 IGBT‟den oluĢmuĢ yay kontak özelliğine sahip, nominal 50A, maksimum 100A akıma dayanıklı, 1200V DA geriliminde çalıĢabilen, ters diyotlu bir IGBT modülüdür. Modülün resmi ve açık devre Ģeması ġekil 8.22„deki gibidir. IGBT sürme gerilimi 15V‟tur, anahtarlama frekansı ise maksimum 20kHz‟dir. 85 ġekil 8.22 SEMIX101GD128Ds IGBT modülü ve devre Ģeması. IGBT sürücüsü olarak yine SEMIKRON firmasının ürettiği SKHI61 IGBT sürücüsü kullanılmıĢtır. Bu sürücü yukarıda anlatılan IGBT modülü sürmek için tasarlanmıĢ olup, 15V besleme gerektiren ve 50kHz‟e kadar anahtarlama yapabilen bir sürücü modülüdür. Ayrıca modülde manyetik izolasyon, ölü-bant, VCE izleme özelliği ile kısa devre ve aĢırı akım koruma ve yumuĢak kesime girme, hata giriĢ ucu, hata çıkıĢ ucu ve giriĢ-çıkıĢ arasında elektriksel yalıtım gibi teknik özelliklerde vardır. Bu sürücü modülünün resmi ġekil 8.23„te verilmiĢtir. ġekil 8.23 SKHI61 IGBT sürücü modülü. 86 SKHI61 sürücü modülü ve SEMIX13 IGBT modülü arasındaki bağlantıyı sağlayan, ayrıca DSP‟den PWM sinyallerinin sürücü kartına alınabileceği, koruma devresinden hata sinyalinin girilebileceği ve besleme devresinin bulunduğu kartlar ile 900V 680μF kondansatör grubu ve snubber kondansatörü ile oluĢturulan toplam güç katının resmi ġekil 8.24„te verilmiĢtir. ġekil 8.24 Güç katı. 8.6. Yük Katı Tasarımı yapılan PAGF sisteminin yük katı için doğrusal olmayan tristörlü tam kontrollü doğrultucu kullanılmıĢtır. Doğrultucunun tetikleme açısı değiĢtirilerek çıkıĢ gerilimi değiĢtirilebilmektedir. Maksimum akımı 40A olan doğrultucunun DA tarafında direnç ve bobinden oluĢan yük kullanılmıĢtır. Tristörlü doğrultucunun resmi ġekil 8.25‟te verilmiĢtir. Ayrıca tristörlü yük yerine, yine harmonikli akım çeken 3 fazlı köprü 87 diyot doğrultucu da kullanılabildiği için IXYS firmasının VUO50 diyot doğrultucusu da çalıĢmalarda kullanılmıĢtır. ġekil 8.25 Tristörlü tam kontrollü doğrultucu. 8.7. Koruma Katı PAGF‟nin çalıĢması sırasında ölçülen akım ve gerilimlerin belirlenen sınır değerlerin üzerine çıkması sonucunda sistemin zarar görmesini engellemek amacıyla pic mikrodenetleyicili bir koruma devresi tasarlanmıĢtır. Bu koruma devresi yük akımı, filtre akımı, Ģebeke gerilimi ve DA kondansatör gerilimi değerlerini kontrol etmekte ve belirlenen sınırlar dıĢına çıkması durumunda IGBT sürücü kartına hata sinyali göndermektedir. Bu hata sinyali ile IGBT sürücüsü anahtarlamayı durdurarak filtreyi devre dıĢı bırakmaktadır. Bu iĢlemin DSP içerisinde yapılmama nedeni hem DSP iĢlemlerinin uzamaması hem de DSP‟nin de iĢlevini yerine getiremediği durumların olabileceğidir. Dolayısıyla koruma devresinin tamamen ayrı bir devre olması ve bağımsız çalıĢması uygun görülmüĢtür. Koruma kartının devre Ģeması ġekil 8.26‟da, kart ise ġekil 8.27‟de verilmiĢtir. 88 AKIM-0 PROBU U1 2 3 4 5 6 7 10 AN0 AN1 AN2 AN3 AN4 OSC2 RA0/AN0 RC0/T1OSO/T1CKI RA1/AN1 RC1/T1OSI/CCP2/UOE RA2/AN2/VREF-/CVREF RC2/CCP1 RA3/AN3/VREF+ RC4/D-/VM RA4/T0CKI/C1OUT/RCV RC5/D+/VP RA5/AN4/SS/LVDIN/C2OUT RC6/TX/CK RA6/OSC2/CLKO RC7/RX/DT/SDO 21 22 23 24 25 26 27 28 AN10 AN8 AN9 RB4 RB5 RB6 RB7 RB0/AN12/INT0/FLT0/SDI/SDA RB1/AN10/INT1/SCK/SCL RB2/AN8/INT2/VMO RB3/AN9/CCP2/VPO RB4/AN11/KBI0/CSSPP RB5/KBI1/PGM RB6/KBI2/PGC RB7/KBI3/PGD 11 12 13 15 16 17 18 J10 2 1 ALARM CIKISI AKIM-1 PROBU AKIM-2 PROBU OSC1/CLKI VUSB RE3/MCLR/VPP AN0 TBLOCK-I2 9 R6 OSC1 J2 2 1 1 J3 AKIM-3 PROBU 2 1 OSC1 OSC2 AKIM-4 PROBU J4 2 1 AN4 TBLOCK-I2 CRYSTAL FREQ=20MHz 15pF 15pF 2 1 10uF AN8 TBLOCK-I2 R1 D1 AKIM-9 PROBU J6 2 1 120 LED-RED R2 D2 AN9 TBLOCK-I2 RB5 J8 2 1 120 LED-RED ALARM CIKISI TBLOCK-I2 R3 D3 RB6 120 LED-RED BESLEME J5 AKIM-8 PROBU C3 RB4 ALARM CIKISI AN3 TBLOCK-I2 X1 C1 AN1 AN2 PIC18F2550 C2 2 1 TBLOCK-I2 TBLOCK-I2 10k 14 J1 J9 2 1 R4 D4 RB7 120 LED-RED TBLOCK-I2 ġekil 8.26 Koruma kartı devre Ģeması. ġekil 8.27 Sistem koruma kartı. GERILIM PROBU J7 2 1 TBLOCK-I2 AN10 89 9. PAGF PROTOTĠPĠ KATLARINDAN ALINAN DENEYSEL SONUÇLAR Tasarlanan PAGF prototipinin ölçüm katlarından alınan sinyaller aĢağıda verilmiĢtir. Gerilim ölçüm katından alınan Ģebeke gerilimi üç faz için, faz gerilimleri, bu gerilimlerin doğrultulmuĢ halleri, artı ve eksi alternansları belirleyebilmek için sıfır geçiĢ sinyalleri grafikleri ġekil 9.1‟de görüldüğü gibidir. ġekil 9.1 Gerilim ölçüm kartından faz gerilimleri, doğrultulmuĢ sinyaller ve sıfır geçiĢ sinyalleri. ġekil 9.2„de 3 fazlı köprü diyot doğrultucunun çektiği akımın DA tarafındaki grafiği görülmektedir. Bu yükün Ģebekeden çektiği akımın AA tarafta grafikleri ve sıfır geçiĢ dedektöründen alınan artı eksi alternansları belirlemede kullanılan sinyaller ise 90 ġekil 9.3‟te görülmektedir. Burada sıfır geçiĢ sinyalleri akımın yaklaĢık sıfır olduğu noktalarda sinyalin bir veya sıfır lojik seviyesinde olması problem teĢkil edecek sonuçlar oluĢturmamaktadır. ġekil 9.2 3 fazlı diyot doğrultucunun DA taraftaki akımı. R fazı S fazı T fazı ġekil 9.3 Akım ölçüm kartından alınan doğrultulmuĢ diyot doğrultucu akımları ve sıfır geçiĢ sinyalleri. ġekil 9.4 tristörlü doğrultucunun çektiği akımın DA taraftaki grafiğini göstermektedir. Tam kontrollü tristörlü doğrultucunun çektiği akım tetikleme açısı 91 devre üzerindeki trimpot aracılığıyla değiĢtirilerek arttırılıp azaltılabilmektedir. ÇeĢitli tetikleme açılarındaki çekilen akım grafikleri ġekil 9.5‟te görülmektedir. ġekil 9.4 Tam kontrollü tristörlü doğrultucunun DA taraftaki akımı. ġekil 9.5 ÇeĢitli tetikleme açılarında tristörlü doğrultucunun DA taraftaki akımı. ġekil 9.6 tam kontrollü tristörlü doğrultucunun Ģebeke fazlarından çektiği akımları göstermektedir. Bu grafiklerde T fazındaki problem çalıĢmalar esnasında tam kontrollü tristörlü kaynaklanmaktadır. doğrultucu katında oluĢan donanımsal bir problemden 92 R fazı S fazı T fazı ġekil 9.6 Tristörlü doğrultucunun AA taraftaki faz akımları. DSP katında oluĢturulan ve DSP‟nin dijital çıkıĢlarından elde edilen anahtarlama sinyallerinin 3.3V olan gerilim seviyeleri, IGBT sürücü katına uygun olabilmesi için 15V‟a çıkarılmaktadır. IGBT sürücü katında bu anahtarlama sinyalleri kontrol edilmekte ve IGBT sürücü modülü SKHI 61 modülü herhangi bir hata durumunda anahtarlamayı kesmektedir. Uygulanan bu anahtarlama sinyallerinden bir tanesi ġekil 9.7‟de görülmektedir. DSP tarafından IGBT sürücü kartı için üretilen bu anahtarlama sinyalleri için oluĢturulan ve bir kol için üst anahtarla alt anahtarın aynı anda kapalı olma durumuna karĢı kullanılan ölü band süresi de aynı grafikte görülmektedir. IGBT elemanlarını yanlıĢ anahtarlamadan korumak amacıyla hem donanımsal olarak IGBT sürücü katında, hem de yazılımsal olarak DSP algoritmasında ölü band süresi oluĢturulmaktadır. 93 ġekil 9.7 DSP‟nin ürettiği anahtarlama sinyallerinde oluĢturulan ölü band. GerçekleĢtirilen prototipte, Ģebeke gerilimleri, Ģebeke akımları, filtre akımları ve DA kondansatör gerilimi ölçüm katlarından sağlıklı ölçümler alınmaktadır. Alınan ölçümler DSP algoritmasında kullanılarak gerekli anahtarlama sinyalleri oluĢturulmaktadır. Ancak oluĢturulan anahtarlama sinyallerinin IGBT sürücü kartına uygulanması aĢamasında sürücü modülü hata durumuna geçmektedir. Bu problemden dolayı filtre akımları üretilememekte ve sistem performansı görülememektedir. Bu problemin sistemde oluĢan parazitlerden kaynaklanabileceği düĢünülmekte ve bunun üzerine çalıĢmalar devam etmektedir. 94 10. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIġILMASI Güç elektroniği elemanlarının elektrik cihazlarında kullanımının artması, günümüzdeki yük profilinin çoğunlukla doğrusal olmayan yüklerden oluĢmasına neden olmuĢtur. Dolayısıyla geleneksel pasif filtreler harmonik kompanzasyonda, reaktif güç kontrol röleleri ise reaktif güç kompanzasyonunda yetersiz kalmaktadır. Bu güç kalitesi problemlerinin üstesinden gelmek için güç elektroniği elemanları içeren aktif güç filtreleri geliĢtirilmiĢtir. Bu çalıĢmada doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmonik akım ve reaktif güç kompanzasyonu için kullanılan aktif güç filtreleri incelenmiĢ ve bir paralel aktif güç filtresi prototipi gerçekleĢtirilmiĢtir. Paralel aktif güç filtresi uygulamalarında yaygın olarak kullanılan histerezis band PWM yöntemi açıklanmıĢtır. Geleneksel histerezis band akım kontrol yönteminin dezavantajlarından biri olan yük değiĢiminde filtre performansının düĢmesi sorununu gidermek için, yüke adaptif hale getirilen histerezis band (AHB) akım kontrol yöntemi önerilmiĢtir. Önerilen bu algoritmanın performansı simülasyonlar yapılarak klasik histerezis band akım kontrol yöntemi ile karĢılaĢtırılmıĢ ve yük değiĢimi olan sistemlerde performansının daha iyi olduğu gösterilmiĢtir. Aynı zamanda önerilen yöntemin ortalama anahtarlama frekansının da klasik histerezis band akım kontrol yöntemine göre daha düĢük olduğu simülasyonlarla gösterilmiĢtir. Önerilen yöntemle, yükün değiĢim aralığının fazla olduğu sistemlerde yükün Ģebekeden çektiği akımın azaldığı anlarda PAGF, THD sınırlarını sağlayabilmekte, yükün Ģebekeden çektiği akımın arttığı durumlarda ise geleneksel yönteme göre daha az anahtarlama yapmaktadır. Önerilen yöntemin deneysel sonuçlarının, gerçekleĢtirilen prototipten alınması çalıĢmalarında sistemin IGBT sürücü katından kaynaklanan problemler neticesinde filtre performansı pratik olarak görülememiĢtir. Bu problemin kaynağı olarak görülen anahtarlama sinyallerinin hatalı üretilmediği, anahtarlama sinyallerinin gerilim seviyelerinin sürücü modülünün özelliklerine uygun olduğu, sürücü modülü beslemesinin katalog bilgilerine uygun olduğu görülmüĢtür. Sistemde oluĢan parazitlerin bu hataya neden olabileceği düĢünülmektedir. Simülasyonlarda ve gerçekleĢtirilen PAGF prototipinde referans filtre akımlarının belirlenmesinde aktif güç filtrelerinde yaygın olarak kullanılan anlık güç teorisi kullanılmıĢtır. Bu teorinin pratik uygulamalarda iĢlemciyi zorlamayan ve sistemin hızını yavaĢlatmayan basit bir algoritması olduğu görülmüĢtür. 95 Paralel aktif güç filtrelerinde yük akımları, filtre akımları ve Ģebeke gerilimleri ölçülmektedir. Yük akımları ve Ģebeke gerilimleri yükün çektiği harmonik akım ve reaktif gücü belirlemek için kullanılmaktadır. Filtre akımları ise anahtarlama sinyallerinin elde edilmesinde geri besleme olarak kullanılmaktadır. Bu ölçümlerin hassasiyeti ve kullanılan devre elemanlarının doğrusal çalıĢmaları sistem performansında etkili olmaktadır. GerçekleĢtirilen prototipin ölçüm katlarından alınan sinyaller incelendiğinde, ölçüm performanslarının iyi olduğu görülmektedir. Ölçüm katlarındaki kalibrasyonların ve kazanç değerlerinin el ile ayarlanması sonucunda kartların aynı referansa göre farklı hata oranlarında olabileceği düĢünülerek otomatik bir kalibrasyon sistemi üzerine çalıĢılabilir. Histerisiz band DGA yöntemi anahtarlama frekansı sabit olmasa da akım kontrolünü kolay ve etkin bir Ģekilde yaptığı için paralel aktif güç filtresi uygulamalarında tercih edilen bir yöntemdir. Ancak histerezis band aralığının sabit olması, yükün değiĢimi ile sistem performansını olumsuz yönde etkilemektedir. Önerilen yöntemle bu problemin aĢılması amaçlanmaktadır ve sonuçlar önerilen yöntemin yük değiĢimi olan sistemlerde performansının klasik histerezis band yöntemine göre daha iyi olduğunu göstermektedir. Ancak klasik yöntemde olduğu gibi anahtarlama frekansının değiĢken olması sistemin tasarım parametrelerinin belirlenmesini zorlaĢtırmaktadır. Anahtarlama frekansının belirli aralıkta tutulması için çalıĢılabilir. 96 KAYNAKLAR Akagi, H., Watanabe, E.H., Aredes, M., 2007, Instantaneous Power Theory and Applications to Power Conditioning, IEEE Press. Akagi, H., 1996, New Trends in Active Filters for Power Conditioning, IEEE Transaction on Power Delivery, Vol.5, No.3, 1312-1322. Akagi, H., Nabae, A., Atoh, S., 1986, Control Strategy of Active Power Filters Using Multiple Voltage-Source PWM Converters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol IA-22, No 3, May/June. Akagi, H., Kazanawa, Y., Nabae, A., 1984, Instantaneous Reactive Power Compensator Comprising Switching Devices without Energy Storage Components, IEEE Transaction on Industry Application, Vol. IA-20, No.3, 625-630. Akagi, H., 1994, Trends in Active Power Line Conditioners, IEEE Transaction on Power Electronics, Vol. 9, No.3, 263-268. Aredes, M., Watanabe E.H., 1995, New Control Algorithms for Series and Shunt ThreePhase Four-Wire Active Power Filters, IEEE Transactions on Power Delivery, Vol. 10, No 3, July. Bhattacharya, S., Divan, D.M. and Banerjee, B., 1991, Synchronous Frame Harmonic Isolator Using Active Series Filter, EPE-1991, pp 3-030–3-035. Buso, S., Malesani, L., Mattavelli, P., 1998, Comparison of Current Control Techniques for Active Filter Applications, IEEE Transactions on Industrial Applications, Vol.45, No.5, October. Bose, B. K., 1990, An Adaptive Hysteresis-Band Current Control Technique of a Voltage-Fed PWM Inverter for Machine Driver System, IEEE Transaction on Industrial Electronics, Vol. 37, No.5, 402-408. Chen, D., Xie, S., 2004, Review of the Control Strategies Applied to Active Power Filters, IEEE International Conference on Electric Utility Deregulation, Restructuring and Power Technologies, April, Hong Kong. Fujita, H., Akagi, H., 1991, A Practical Approach to Harmonic Compensation in Power Systems – Series Connection of Passive and Active Filters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 27, No 6, November/December. Gonzales, D.A., McCall, J.C., 1987, Design of Filters to Reduce Harmonic Distortion in Industrial Power Systems, IEEE Transactions, IA-23, (3), 504-511. Grady, W.M., Samotjy, M.J., Noyola, A.H., 1990, Survey of Active Power line Conditioning Methodologies, IEEE Transactions on Power Delivery, Vol 5, No 3, July. 97 Huang, S.J., Wu, J.C., 1999, Design and Operation of Cascaded Active Power Filters for the Reduction of Harmonic Distortions in a Power System, IEE Proceedings, Vol.146, No 2, March. JOU, H.L., 1995, Performance comparison of the three phase active power filter algorithms, IEE Proc. Gener. Trunsni. Distrib., 142, (6), pp. 646. Kale, M., 2009, Paralel Aktif Güç Filtresi için Yeni Bir Denetim Yönteminin GeliĢtirilmesi ve GerçekleĢtirilmesi, Doktora Lisans Tezi, Kocaeli Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü. Kale, M., 2004, Paralel Aktif Güç Filtresi ile Harmonik Akım ve Reaktif Güç Kompanzasyonu, Yüksek Lisans Tezi, Kocaeli Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü. Kazmierkowski, M.P., Malesani, L., 1998, Current control techniques for three-phase voltage-source PWM converters: a survey, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Volume 45, Issue 5, 691-703. KocabaĢ, Ġ., 2009, 10kVA Gücünde DSP Tabanlı Aktif Güç Filtresi GerçekleĢtirilmesi, Yüksek Lisans Tezi, Hacettepe Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü. Peng, F.Z., 1999, Harmonic Sources and Filtering Approaches, IEEE Industry Applications Magazine, July/August 2001. Peng, F.Z., Akagi, H., Nabae, A., 1990, A New Approach to Harmonic Compensation in Power Systems – A Combined System of Shunt Passive and Series Active Filters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 26, No 6, November/December. Reid, W.E., 1996, Power Quality Issues-Standards and Guidelines, IEEE Transactions, IA-32, (3), 625-632. Singh, B., AL-Haddad, K., Chandra, A., 1999. A Review of Active Filters for Power Quality Improvement, IEEE Transaction on Industrial Electronics, Vol. 46, No.5, October, 133-138. Takeda, M., Ikada, A. Teramoto, A., Aritsuka, T., 1988, Harmonic Current and Reactive Power Compensation with an Active Filter. Tmothy, L.S., 2002, The Power Electronics Handbook, CRC Express. Watanabe, E. H., Stephan, R. M., Aredes, M., 1993, New Concepts of Instantaneous Active and Reactive Powers in Electrical Systems with Generic Loads. IEEE Transaction Power Delivery, Vol.8, No.2, 697-703. Anonymous, 1992, IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems, IEEE IAS Std.519–1992. 98 Anonymous, 2004, Isolated Current and Voltage Transducers, 3rd Edition, LEM Components. Anonymous, 2008, LA55P Datasheet, LEM Components. Anonymous, 2008, LV25P Datasheet, LEM Components. Anonymous, 2003, ezDSP F2812 Technical Reference, Spectrum Digital. Anonymous, 2007, F2812 Data Manual, Texas Instruments. Anonymous, 2005, MC14504B Datasheet, Semiconductor Components Industries. Anonymous, AD210 Datasheet, Analog Devices. Anonymous, 2007, SKHI 61 Datasheet, SEMIKRON. Anonymous, 2010, SEMIX 13 Datasheet, SEMIKRON. Anonymous, CCS Guide, Texas Instruments. 99 ÖZGEÇMĠġ KĠġĠSEL BĠLGĠLER Adı Soyadı Uyruğu Doğum Yeri ve Tarihi Telefon Faks e-mail : : : : : : Hasan Hüseyin MUTLU TC Konya, 1979 0505 6553583 hhmutlu@selcuk.edu.tr EĞĠTĠM Derece Adı, Ġlçe, Ġl Lise : Ġmam Hatip Lisesi, Konya Üniversite : Gazi Üniversitesi Müh. Mim. Fak. Yüksek Lisans : Doktora : Bitirme Yılı 1996 2001 Ġġ DENEYĠMLERĠ Yıl 2001-2002 2002-2009 2009- Kurum Cemre Mühendislik SÜ Ereğli MYO TC Sanayi ve Ticaret Bakanlığı UZMANLIK ALANI Güç Elektroniği YABANCI DĠLLER Ġngilizce (ÜDS:69) BELĠRTMEK ĠSTEĞĠNĠZ DĠĞER ÖZELLĠKLER YAYINLAR - Görevi Mühendis Öğretim Görevlisi Mühendis
